Jump to content
ELFORUM - Forumul Electronistilor
Marian

Teorie si Generalitati in Audio

Recommended Posts

Salut.

 

Cei care ati urmarit blogul meu de pe forum, stiti ca incepusem acolo o serie de prezentari dedicate generalitatilor in audio, nimic sofisticat ci doar notiuni de baza care sa ajute la o mai buna intelegere a domeniului si deci la combaterea miturilor. De cand Vasile a dezactivat blogul, si articolele mele au disparut, din fericire le am postate si pe celalalt forum, deci le-am putut recupera, si am cerut permisiune la Shambala sa deschid aici pe sectiune topic in acest scop. Nu este vorba despre vreun proiect, nu se va dezvolta o schema anume si apoi o placa si in final un amplificator, aici vorbim despre teorie in audio, in speta eu voi posta in masura in care timpul mi-o permite, acele prezentari ( cate o postare per prezentare ), si altele noi functie de necesitati sau oportunitati. Nu sunteti obligati sa cititi, si nici sa fiti de acord cu ce zic eu, si nu imi asum nici un merit cat privesc informatiile prezentate aici, spun ce am invatat si eu activand in domeniu, daca aveti intrebari, n-aveti decat sa le postati, daca tine de competenta mea, va voi raspunde. Nu o fac din aroganta sau orgoliu, nici sa arat ce destept sunt eu, ci doar sa ajut sectiunea asta, si implicit forumul, sa avem o baza teoretica ceva mai bine pusa la punct, avand in vedere multitudinea de topicuri de nivel redus. O singura rugaminte as avea, offtopicul cat mai limitat ( daca aveti ceva personal cu mine mi-o puteti spune si in privat ) :)

 

 

Ce este amplificatorul audio?

Daca ar fi sa definesc amplificatorul audio in cateva cuvinte, atunci as putea spune ca in principiu acesta este montajul care preia un semnal audio si-i mareste puterea, amplificandu-i atat amplitudinea cat si intensitatea curentului disponibil. Face asta folosindu-se de mai multe elemente de circuit distincte, fiecare cu un scop precis, unele indeplinesc amplificarea in tensiune, altele pe cea in curent, unele optimizeaza performantele altele asigura stabilitate, etc... Unul din elementele de circuit, de baza si nelipsit din orice amplificator va fi prezentat in continuare.


Emitorul comun

Este una dintre cele mai intalinite configuratii ale tranzistorului bipolar si totodata cea care face de obicei amplificarea in tensiune, observam schema de baza:

image.png

Si vom analiza cativa parametrii esentiali:
-Transconductanta, pe care o vom nota cu GM
-Rezistenta intrinseca a emitorului, pe care o vom nota cu Re'
-Impedanta de intrare, pe care o vom nota cu ZIN
-Impedanta de iesire, pe care o vom nota cu ZOUT
-Amplificarea in tensiune, pe care o vom nota cu AXV

Transconductanta o voi prezenta in detaliu intr-o alta postare, aici reiau doar formula:
image.png
Tot intr-o alta postare veti gasi si explicatia referitoare la Vt aici vom retine doar valoarea sa de 26mV.

Rezistenta intrinseca a emitorului poate fi vazuta ca o rezistenta inseriata intern cu emitorul tranzistorului, ceva in genul:
image.png

Este inversul transconductantei:
Form2.gif

Impedanta de intrare este impedanta vazuta de semnalul aplicat la intrare ( sau altfel spus, sarcina vazuta de acesta ), aceasta este combinatia in paralel dintre rezistentele din baza R1, R2 si impedanta de intrare in baza tranzistorului, ( ZB ) care este produsul dintre rezistenta totala din emitor si amplificarea in curent a tranzistorului, in cazul de fata nu avem rezistenta externa in emitor, ci avem doar rezistenta intrinseca a sa:
Form3.gif
Impedanta de iesire este sarcina in colector, in gol aceasta este chiar valoarea R3.

Amplificarea in tensiune este raportul dintre rezistenta din colector si cea din emitor, si este acea amplificare in bucla deschisa, cum in emitor avem momentan doar Re' aceasta este:
Form4.gif
Se observa sper ca nu am pus la numarator R3 asa cum poate v-ati fi asteptat ci am pus RC si asta deoarece in circuitul practic aceasta este combinatia in paralel dintre impedanta de intrare a etajului urmator si R3 din schema de sus. Deindata realizam un neajuns important al acestei configuratii, si anume acela ca amplificarea in tensiune este direct influentata de impedanta de intrare a etajului urmator.

Sa luam un exemplu practic si sa-i calculam parametrii:
image.png

Retineti parametrii notati in schema, sunt importanti. Cu IC la cca 1mA, transconductanta este:
Form5.gif

Si rezistenta intrinseca este:
Form6.gif

Pentru a afla impedanta de intrare intai trebuie sa aflam ZB :

Form7.gif


Impedanta de intrare:
Form8.gif

Vedem ca este destul de mica, si ca este puternic influentata de ZB , si asta este o alta problema a configuratiei, dar nu conteaza pentru moment.

Impedanta de iesire este chiar valoarea R3 pentru ca nu avem sarcina pe iesire si nu stim ce impedanta de intrare are etajul urmator, deci il ignoram si luam in calcul doar R3 si pentru aflarea amplificarii:
Form9.gif

In practica amplificarea mai este influentata si de efectul "early" care simplist spus, pune o rezistenta in paralel CE la tranzistor, ceva in genul:
image.png

Este practic o rezistenta ( Ro' ) in paralel cu sarcina de iesire ( impedanta de intrare a etajului urmator ), si este o functie a variatiei tensiunii din colector, pentru calcularea careia trebuie cunoscut parametrul "Early voltage", din cate stiu nu este prezentat in pdf-uri, o vom ignora in acest articol, insa am amintit-o pentru ca este totusi un factor important.

Alegerea C1 trebuie sa tina cont de zero-ul pe care acesta il formeaza impreuna cu impendanta de intrare ZIN si deci de filtrul trece sus astfel creeat, si frecventa minim dorita a fi reprodusa, deci daca alegem Fmin la 20hz atunci C1 trebuie sa fie:
Form10.gif

C2 se alege dupa aceleasi criterii, diferenta constand in impedanta luata in calcul care este cea de intrare a etajului urmator, nu stim care este dar presupunand ca este oricum mai mare decat cea de intrare din schema noastra, putem pune si C2 tot la 3,3uF.

Acesta este punctul static de functionare al schemei. Aplicarea unui semnal la intrare modifica acesti parametrii, deoarece variatia semnalului de pe intrare provoaca variatii ale curentului de colector si este de fapt una dintre cele mai importante probleme ale configuratiei, si anume dependenta in mod direct a amplificarii in bucla deschisa, de semnalul aplicat la intrare. Motivul pentru care se intampla asta este destul de usor de inteles, sa ne imaginam ca IC nu este 1mA ci 1,5mA, si sa calculam din nou totul:
Form11.gif

Dar cu IC la 0,5mA?:
Form12.gif

Variatia amplitudinii semnalului de pe intrare, duce la variatii ale curentului de colector, IC, si deci asa cum s-a aratat, in final duce la variatii mari ale amplificarii, si implicit la performante foarte slabe, cursa semnalului in sine provoaca acelasi variatii mari ale amplificarii. O alta problema este rejectia slaba, variatii ale alimentarii afecteaza in mod direct punctul static de functionare si deci se evidentiaza necesitatea folosirii unei alimentari stabilizate asa cum este notat in schema.

Degenerarea in emitor

Este o solutie indispensabila in optimizarea emitorului comun, si consta doar in adaugarea unei simple rezistente in emitor, aceasta este aleasa astfel incat sa domine rezistenta totala din emitor, astfel incat variatiile Re' sa conteze mult mai putin in curba amplificarii circuitului. Iata schema discutata pana acum la care s-a adaugat degenerare in emitor:
image.png

Exista in continuare Re' si deci influenta sa asupra amplificarii, dar s-a adaugat R4 care se alege la o valoare mult mai mare decat Re' si cum R4 are o valoare fixa ce nu depinde de regimul dinamic, rezulta ca si variatia amplificarii in functie de acest regim este mai redusa ( ea evident inca exista ). Probabil veti observa undeva, candva spunandu-se ceva de genul "factor de degenerare", sau poate "raport degenerare" acest termen se refera la cat de mare este rezistenta externa care realizeaza degenerarea, fata de Re' , spre exemplu un raport de degenerare de 15 presupune o rezistenta externa mai mare de 15 ori decat Re' . Pun niste valori in schema care sa puna punctul static tot cam pe la 1mA la IC, o degenerare ceva mai mica de 10, si apoi calculam din nou amplificarea:
image.png

GM si Re' sunt la fel ca si la primele calcule, adica tot 38,46mS si respectiv 26 Ohm, pentru ca IC este la aceeasi valoare, se schimba insa impendanta in baza ZB datorita modificarii rezistentei din emitor, si tot ea modifica si impedanta de intrare ZIN a circuitului, tot ZIN mai este modificata si de catre valoarea diferita a R1, asadar sa vedem impedantele:
Form13.gif

Se observa ca ZB este mult mai mare acum, si deci si influenta sa asupra ZIN este mult mai redusa, adica un alt beneficiu al degenerarii. Dar cel mai important beneficiu este o liniarizare destul de substantiala a amplificarii, iata care este aceasta la punctul static de functionare:
Form14.gif

Acum amplificarea este mult mai mica adevarat, si este evident efectul adaugarii degenerarii, dar iata beneficiul la celelalte 2 valori ale IC, 1,5 si respectiv 0,5mA, unde stim de mai devreme ca Re' este 17,3 Ohm si respectiv 52 Ohm ( s-a atins limita de imagini afisabile, deci click pe link ):
Form15.gif

Fata de situatia anterioara, variatiile amplificarii cu semnalul sunt acum aproape nesemnificative, si deci circuitul este mult mai performant. Amplificarea in sine se poate mari aici simplu prin marirea rezistentei din colector, valoarea de 2k2 din schema este una aleasa aleator, evident ea nu se poate mari oricat, deci si amplificarea maxima pare a fi plafonata, si totusi asa cum veti observa in articole ulterioare, amplificarea se poate duce pana la valori enorme prin folosirea unei sarcini active in colector, care mareste exponential impedanta de colector, in anumite situatii pana la peste 1M ( mega Ohm ) ceea ce in mod evident duce amplificarea la cote foarte mari.


Concluzii:
Emitorul comun este un element de circuit esential amplificatorului audio, el realizeaza amplificarea in tensiune, insa are mai multe aspecte care trebuiesc optimizate pentru maxim de performanta, imunizarea punctului static fara de variatiile alimentarii, atenuarea influentelor semnalului si a sarcinii asupra amplificarii, atenuarea efectului "early", etc... Un circuit atat de simplu, si totusi face obiectul unui articol cum este cel de fata, si totusi am trecut relativ sumar prin el, variatii pe tema asta pot fi multe, dar nu este scopul meu sa deviez prea mult de la subiect, motiv pentru care ma opresc aici urmand ca intr-un articol urmator sa tratez o alta configuratie a tranzistorului bipolar, esentiala amplificatorului audio. Daca micul meu articol v-a ajutat cumva, sau v-a placut, atunci misiunea mea a fost indeplinita, daca v-am plictisit, va cer scuze.

Marian.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

+1.

Bravo!


Regulamentul aplicat la aceasta sectiune e cel de la scheme audio.

Se posteaza materiale, nu se parlamenteaza. Orice post ce nu contine documentatie va fi sters fara avertisment sau vreo explicatie.

Pt adaugiri contactati moderatorii.


Pt discutii, in subiect separat! Iar daca se ajunge la concluzia ca ceva e aberant, se va sterge acel post.


PS: Pt Biasul optim, SR-uri care variaza cu frecventa si alte aberatii se va aplica metoda pumnului in gura de vine vreun zevzec sa ne vorbeasca de reglajul dupa Vbe.

Avem un nivel minim de cerinte, nu stam dupa toti incepatorii (cu zeci de ani experienta) care descopera fenomene ciudate doar pt ca nu stiu folosi sculele.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Colectorul comun

Sau repetor pe emitor, acesta indeplineste un alt rol indispensabil in amplificator ( amintiti-va castigul in tensiune ce nu se poate obtine fara emitorul comun ), aici se realizeaza castigul in curent. Schema simplificata este asta:
EF1.png

Vin este semnalul aplicat in baza, RL este sarcina, Vcc este alimentarea. Desi este un element foarte simplu, totusi sunt foarte multe de spus despre el, o sa incerc totusi sa nu fiu prea lung pentru a nu plictisi, asadar cativa parametrii.

Impedanta de intrare este rezistenta echivalenta vazuta de semnalul aplicat in baza, o voi nota cu ZIN si este:
Form1.gif

Adica impedanta de intrare este rezistenta sarcinii inmultita cu amplificarea in curent a tranzistorului ( cu hfe ), si este ZB descris anterior.

Impedanta de iesire este rezistenta echivalenta a iesirii, un mod de a privi lucrurile ( cu scopul de a o intelege ) este sa va imaginati o sursa ideeala de tensiune care este acea sursa teoretica capabila de curent infinit ( tensiunea este perfect fixa indiferent de sarcina ), la care se inseriaza o rezistenta, cam asta este impedanta de iesire, pe care o notez cu ZOut si este:

Form2.gif

Unde ZS este impedanta de iesire a stagiului anterior.

Amplificarea in tensiune de regula este subunitara ( nu poate fi mai mare de 1 ), este chiar asa cum suna, cum este afectat ca si amplitudine, semnalul din baza, in cazul ideeal pe sarcina se regaseste exact semnalul din baza insa la un curent mai mare, deci castig unitar in tensiune ( de aici si numele de "repetor in emitor" ) insa in realitate nu se intampla asa, o sa observati indata de ce. Asadar amplificarea in tensiune, AV, este:

Form3.gif

Unde RL este rezistenta sarcinii, iar Re' este rezistenta intrinseca din emitor descrisa anterior, si stim ca aceasta este dictata de curentul de colector, si cum acesta variaza in functie de semnal, rezulta in final si o variatie a amplificarii in tensiune cauzata de semnal, si implicit un important contributor la capitolul THD, problema foarte importanta la etajul final unde ne dorim un castig in tensiune cat mai constant si putin influentat de semnal, si asta nu se poate face decat cu o polarizare stricta, optima, intelegeti asadar importanta unui reglaj corect al curentului de mers in gol.

Amplificarea in curent este simplist spus, castigul in curent adaugat la semnalul de comanda din baza, il notez cu AI si este:

Form4.gif

Unde Is este curentul de care dispune semnalul aplicat in baza, spre exemplu avem un semnal limitat de 1mA si o amplificare in curent de 50hfe a tranzistorului, curentul disponibil pentru sarcina devine deci 50mA, ( dependenta directa a Ic de Ib este folosita la limitare spre exemplu ).


Neajunsuri

Una dintre principalele probleme derivate din descrierea de mai sus este amplificarea in tensiune care nu este una constanta ci puternic influentata de semnal, sa luam un exemplu cu schema initiala la care vom ignora pentru moment necesitatile Vbe pentru a fi mai usor de inteles. Sa presupunem RL la 4 Ohm si un semnal pe sarcina de 1Vv, ( amplitudine varf ):

Form5.gif

Presupunand ca semnalul creste la 2Vv:
Form6.gif

Dar daca semnalul scade la 0,5Vv:
Form7.gif

Imaginati-va acum variatii mari de multi volti, ale semnalului de pe sarcina, si veti obtine evident variatii importante ale castigului in tensiune, implicit contributie substantiala la THD. Aici intervine rezistenta de putere inseriata cu emitorul, scopul ei nu este doar de a egaliza curentii prin 2 sau mai multe perechi de tranzistori in paralel, ci si o importanta liniarizare a castigului in tensiune, pe ea se stabileste polarizarea optima ( biasul ) in asa fel incat influenta variatiilor Re' asupra castigului in tensiune a etajului final sa fie cat mai redusa. Dar mai multe detalii intr-o alta postare ce va trata detaliat etajul final.


Baza comuna

Pentru ca au existat ceva controverse in trecut, voi folosi expresia "cascoda" numai referindu-ma la combinatia dintre baza comuna si una dintre celelalte 2 configuratii ale bipolarului. Deci "Baza Comuna" este cea de a 3-a configuratie in care tranzistorul bipolar se poate folosi, schema de principiu cam asta ar fi:
BC1.png

Se numeste asa deoarece baza este mentinuta la un potential fix, fie direct la masa fie la o tensiune de polarizare cat mai stabila. Este asa cum pare, adica un tranzistor daca vreti, "ajutator" inseriat cu unul principal, se poate folosi in combinatie de tip "cascoda" cu ambele configuratii anterioare, adica atat colector comun cat si emitor comun:
BC2.png

In ambele situatii beneficiile folosirii cascodei sunt destul de importante, si o sa le luam pe rand pentru a intelege ce si cum, intai emitorul comun:
BC3.png

Q1 este tranzistorul emitor comun ( deci cel principal ) iar Q2 este baza comuna, la Q1 am adaugat si Ro' care este efectul early despre care am vorbit anterior, ne amintim ca acesta este simplist spus o rezistenta intre colector si emitor, sa ne reamintim formula ei:
Form10.gif

Unde VE este acel "early voltage" caracteristic tranzistorului respectiv. La numarator exista si Vce si aici este buba la emitorul comun, deoarece nu doar ca avem o rezistenta Ro' ( intre colector si emitor ) finita care poate fi destul de mica si deci impedanta de colector destul de redusa, insa valoarea Ro' variaza in ritm cu semnalul audio, deci in concluzie, castigul in bucla deschisa al emitorului comun variaza in functie de semnal datorita variatiei tensiunii de colector. Ceea ce face cascoda din schema este sa mentina colectorul Q1 la un potential fix, ceea ce elimina automat variatiile Ro' cu semnalul, ea inca exista insa cascoda reduce foarte mult efectele ei prin introducerea unui alt Ro' ( al bazei comune ) in serie cu aceasta dar la o valoare mult mai mare, caracterizata de produsul dintre Ro' calculat al cascodei si amplificarea in curent a acestuia.

Asadar concluzionand, baza comuna folosita in combinatie cascoda cu emitorul comun, atenueaza mult ( nu elimina complet ) efectul early, si faciliteaza obtinerea unui castig in bucla deschisa mult mai mare si mai putin dependent de semnal.

Analizam in continuare combinatia baza comuna+colector comun:

BC4.png

Q1 este tranzistorul principal, Q2 baza comuna, RE este rezistenta externa inseriata in emitor, RL este sarcina. Beneficiul? Pai sa presupunem ca avem Vcc la 100V si polarizam baza comuna la 50Vcc, care este tensiunea colector-emitor vazuta de fiecare din cei 2 tranzistori? Ati ghicit, 50V, adica ne putem folosi de cascoda pentru a limita tensiunea colector-emitor maxim vazuta de tranzistori, putand astfel folosi tranzistori de tensiune mai mica, totodata reducand si disipatia totala pe fiecare in parte, in amplificatoarele de mare sau foarte mare putere, unde alimentarile sunt foarte mari, artificiul asta poate fi foarte util pentru ca acolo limitari vin atat de la SOA maxim suportat de finali dar si de la Vce maxim al lor.

Asadar combinatia colector comun+baza comuna ajuta sa limitam tensiunea vazuta de fiecare tranzistor in parte, polarizand baza comuna la o tensiune atent aleasa care va reprezenta tocmai tensiunea maxim vazuta de tranzistorul ajutat ( principal ).

Cam atat momentan.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Ce este biasul optim?

Pentru a raspunde la aceasta intrebare este util cred eu a se preciza intai unele notiuni conexe:

1.-Vt este asanumitul Thermal Voltage ( nu stiu daca traducerea ajuta prea mult => Tensiunea Termica ), nu voi intra prea mult in detalii, voi preciza insa ca acest parametru influenteaza relatia dintre curentul electric si potentialul electrostatic intr-o jonctiune. Aflarea sa se bazeaza pe constanta lui Boltzmann ( mai multe detalii AICI ) si se calculeaza dupa formula:
image.png
-Kb este constanta lui Boltzmann si are valoarea de 13,80648800E^-24, sau 1,380648800*10^-23;
-T este chiar temperatura exprimata in grade kelvin;
-q este sarcina electrica si are valoarea de 160,2176565E^-21, sau 1,602176565*10^-19;

La temperatura camerei ( aproximativ 300*K ) Vt este de cca 26mV.

2.-Gm este Transconductanta, este raportul dintre variatia curentului de colector si variatia tensiunii din baza, se exprima in S=>Seimens, formula ei este:
image.png
-Ic este curentul de colector;
-Vt este parametrul descris mai sus;

3.-Re' este rezistenta intrinseca a emitorului, si este inversul Transconductantei, adica 1/Gm.

4.-RE, vom numi astfel rezistenta de putere din emitorul tranzistorului final.

5.-Zout este impedanta de iesire a etajului final. In gol si la semnal mic unde curentul de varf pe sarcina este mai mic decat dublul curentului de repaos, ambii tranzistori contribuie cu transconductanta ( portiunea de clasa A ), astfel impedanta de iesire este ( RE+Re' )/2, la nivel de semnal mai mare unde se trece in clasa B si doar una din ramuri conduce, Zout este RE+Re' dar deoarece Re' devine prea mic pentru a mai conta, in aceasta zona Zout poate fi considerat practic ca fiind RE.

6.-Axv este amplificarea in tensiune a etajului final, aceasta este:
Axv.png
Unde RL este rezistenta de sarcina.

7.-Static crossover distortion. Sa ne imaginam un etaj final cu rezistente de emitor de 100m Ohm, sau 0,1; presupunem un curent de mers in gol reglat la 50mA; se da o sarcina de 4 Ohm si se cere aflarea amplificarii in tensiune a etajului final atat in zona A de functionare cat si in zona B. Stim de la descrierile de mai sus faptul ca Axv este RL/(RL+Zout). Stim RL ca fiind 4 Ohm, mai trebuie Zout, respectiv impedanta de iesire si incepem cu zona de clasa A:

-In aceasta zona Zout este asa cum am zis mai sus (RE+Re')/2, stim RE dar trebuie sa aflam Re', acesta stim ca este inversul transconductantei, si ca aceasta din urma este IC/Vt, de aici este simplu, luand in calcul VT de la temperatura camerei de 26mV rezulta ca Gm=0,05/0,026=1,923S, deci Re'=1/Gm=1/1,923=0,52, asadar Zout=(0,1+0,52)/2=0,31, Axv=4/(4+0,31)=0,92.

-In zona de functionare B, Zout este RE+Re'. Sa presupunem un curent de varf pe sarcina de 10 ori mai mare decat curentul de repaos, adica de 0,5A, in atare situatie Gm este 0,5/0,026=19,23S; Re'=1/19,23=0,052; Zout=0,1+0,052=0,152; Axv=4/(4+0,152)=0,96

Intre cele 2 zone de functionare este o diferenta la amplificarea in tensiune pe sarcina de 4 procente, asta creeaza Static crossover distortion, adica diostorsiunile de trecere prin 0.

8.-Gm doubling. Sa presupunem un etaj final unde biasul este intentionat setat mai mare, suficient de mare incat Re' este foarte mic comparativ cu RE in zona de clasa A, in atare situatie Zout este aproximativ RE/2 ( Re' fiind suficient de mic incat sa poata fi practic ignorat ), transconductanta aici este 2/RE ( ambii tranzistori conduc ); la zona de functionare B unde doar un tranzistor conduce Zout este pur si simplu RE, iar transconductanta 1/RE, adica Gm practic s-a dublat in zona de trecere. Pentru aparitia acestui fenomen conditia primordiala este un curent de mers in gol suficient de mare, in practica foarte rar este setat atat de sus, deci si fenomenul descris rar apare, dar un curent de mers in gol mai mare decat valoarea optima rezulta totusi in variatiile Axv si deci in distorsiuni de cross.


Ok si atunci totusi Care este biasul optim?

Acum avem suficiente date pentru a face aceasta determinare. Revenim la punctul 7 unde am descoperit cum un curent mai mic decat cel optim rezulta in acele variatii ale Axv datorita variatiilor Zout, deci aici trebuie sa ne concentram asigurandu-ne ca atat in primul caz cat si in al 2-lea Zout este relativ acelasi, pentru asta se impune ca in zona de mers in gol ( zona "A" ) Re'=RE, avem acolo un exemplu de RE=0,1, deci trebuie sa ne asiguram ca si Re'=0,1; stiind ca Re' este inversul transconductantei determinam ca Gm trebuie sa fie 1/0,1, adica 10S, si stiind ca Gm=IC/Vt=IC/0,026 rezulta ca IC=0,026*10, adica 260mA, curent care provoaca o cadere de tensiune pe rezistenta din emitor ( care stim ca-i de 0,1 ) de 0,26*0,1=0,026V, sau 26mV. Acesta este teoretic biasul optim si este valabil la orice valoare a rezistentei de putere din emitor RE pentru ca in cel mai simplist mod spus, ne intereseaza sa replicam pe rezistenta de putere din emitor, acea valoare a Vt indiferent de valoarea in sine a rezistentei aleia.

Cu alte cuvinte reglarea curentului de mers in gol la valoarea optima se face cautand sa obtinem o anume tensiune pe rezistenta de putere, si nu neaparat un anumit curent de mers in gol. Si ca sa verificam ca este valabil la orice valoare a RE, presupunem ca rezistenta de putere este de 0,47 Ohm, setam biasul astfel incat avem cei 26mV cadere pe ea, asta aduce un curent IC de cca 55mA; Gm=0,055/0,026=2,115; Re'=1/2,115=0,47. Asadar conditia ceruta ca la zona de functionare A, RE=Re' este indeplinita in ciuda faptului ca diferenta de curent de mers in gol intre cele 2 valori ale rezistentei de putere este de peste 200%.

In practica acest bias nu este intotdeauna usor de obtinut si presupune un curent de mers in gol destul de mare pentru rezistente de emitor mici ( au rezultat 260mA pentru 0,1 Ohm ), tot in practica Re' mai este influentat si de alti parametrii, cum ar fi rezistenta ohmica interna a bazei si a emitorului, dar influenta ar trebui sa fie suficient de mica incat sa nu afecteze prea mult performantele, in principiu o cadere de tensiune pe rezistenta de putere ( indiferent de valoarea ei ) intre 20 si 25mV "la rece" ( adica radiatorul la temperatura camerei ) ar trebui sa fie in regula, si sa asigure un curent de mers in gol optim.

Trebuie avut grija la stabilitatea termica a acestui bias, asta impune ca structura superdiodei sa tina cont de structura etajului final, varianta cea mai simpla presupune ca intreg etajul final sa fie fixat pe acelasi radiator ( adica toti tranzistorii care-l compun ), la dublet cu o singura pereche de finali asta presupune 4 tranzistori fixati pe acelasi radiator, la triplet tot cu o singura pereche de finali presupune faptul ca 6 tranzistori sa fie fixati pe acelasi radiator. Adica se impune conditia ca toate jonctiunile BE comandate de superdioda sa fie pe acelasi radiator, asta permite superdioda clasica si arhicunoscuta cu un tranzistor, una sau 2 rezistente si un remireglabil. Alte structuri de etaje finale unde nu toti tranzistorii pot fi fixati pe acelasi radiator impun modificarea in consecinta a superdiodei, spre exemplu daca doar 2 jonctiuni din 4 sunt fixate pe radiator comun cu elementul "senzor" al superdiodei, atunci si aceasta din urma trebuie sa fie configurata astfel incat sa compenseze doar 2 jonctiuni, variatii pe aceasta tema sunt destule, dar poate intr-o postare ulterioara.

Pentru ca s-a tot dezbatut in trecut metoda dupa Vbe promovata de Zal, respectiv cca 550mV masurati intre baza si emitorul finalilor, si pentru ca au fost utilizatori care au afirmat ca au verificat-o, ma simt dator sa punctez macar superficial de ce este poate cea mai nefericita metoda de reglaj al curentului de mers in gol. Avem nevoie de un curent minim permanent, si ducand polarizarea jonctiunii BE a finalilor in zona aia, cu siguranta ceva curent o sa avem prin ei, pentru ca suntem in zona pragului de deschidere, coincidenta face ca masurand jonctiunile BE si BC ale finalilor de putere, cu functia dioda, se regasesc de regula intre 5-600mV, sau poate nu-i coincidenta, si de aici origineaza metoda asta, habar n-am si nici nu ma intereseaza. Problema este ca nu stii si ce curent de mers in gol ai setat, din pdf poti doar estima grosier, cu posibilitate de eroare foarte mare pentru ca diferente fata de graficele din pdf este normal sa fie mai ales in zona asta, e cu atat mai grav daca setezi polarizarea asta cu radiatorul cald pentru ca ne amintim ca potentialul BE pentru un curent dat, scade o data cu cresterea temperaturii, adica la aceeasi polarizare in baza, la cald o sa ai un curent mai mare in colector, pe asta il estimezi si mai greu pentru ca informatiile pf-urilor sunt deseori legate de temperatura aia de 25*C. Problema nu se termina nici macar aici, pentru ca 2 tranzistori de acelasi tip pot avea diferente substantiale in zona asta, in special la evolutia IC versus VBE care are o curba logaritmica. Adica pe scurt, stii ca ai dus finalul la o oarecare polarizare, dar habar n-ai si cat anume, in cel mai rau caz, mai bine inseriezi un ampermetru cu o ramura a alimentarii si reglezi stiind astfel exact ce curent tragi in gol din alimentare.

 

Cam atat momentan :)

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Superdioda

Ca sa o intelegem cat mai bine, as preciza inainte de toate scopul ei in circuit ( de ce este folosita ), si acesta se imparte in 2 functii in egala masura importante:

1.- Polarizare etaj final;
2.- Stabilitate termica etaj final;

Polarizarea are ca scop atenuarea distorsiunilor de crossover ( nu pot fi complet eliminate ), si nu ma apuc sa insir prea multa teorie ci ilustrez direct cu ceva simulari, care cred ca vor avea o priza mult mai buna la cititor. Asadar iata un exemplu de etaj final contratimp cu bipolari complementari in clasa AB:
001.png

Este un exemplu comun de etaj final audio, cu prefinali in clasa A, si finali AB, spunem ca prefinalii sunt in clasa A datorita modului de conectare, respectiv emitoare legate direct intre ele cu o rezistenta, si nu duse la iesire, asta face ca indiferent de cursa semnalului, sa conduca amandoi simultan si permanent un anumit curent ( a carui valoare este setata tocmai de polarizarea de la superdioda ). Asa cum se poate observa lipseste superdioda, si deci curentul in gol prin finali este 0, ceea ce este normal dat fiind ca nu exista o polarizare. Asta are un efect cat se poate de vizibil asupra formei de unda pe care o vor reda la iesire, iata-l:
003.png

Am decalat putin pe verticala spotul de la osciloscopul virtual pentru a face mai vizibila trecerea, si am pus si analizorul ala de THD pentru a ilustra ce se intampla. Efectul este deformarea aceea de pe jumatatea sunusoidei, si este datorat faptului ca exista un scurt moment unde ambii finali sunt blocati, acel moment se afla chiar la zona de trecere prin 0 a sinusoidei ( de aici si termenul "crossover distortion" ) si are loc indiferent de amplitudinea sau frecventa ei, si se traduce printr-un soi de deadtime, si daca la sursele in comutatie deadtime-ul este absolut obligatoriu, la amplificatorul audio este ceva total indezirabil ( cu exceptia clasei D ) deoarece ridica foarte tare nivelul THD. Efectul este foarte usor sesizabil si "urechiometric" in special la volum redus, sunetul este deformat, fara cursivitate, neclar... in principiu neplacut.

Rezolvarea este tocmai superdioda, in fapt circuitul de polarizare cred ca este mai corect spus, deoarece acesta poate veni in diferite forme, de la cele mai simplificate variante, pana la elemente foarte complexe menite sa tina cat mai bine in frau etajul final. Superdioda asigura un punct static de functionare al etajului final, un anumit curent de mers in gol, practic deschide partial ambii finali, si creeaza o zona scurta de clasa A unde ambii finali conduc simultan ( la fel ca si prefinalii ), zona aceea compenseaza tocmai deformarea vazuta mai sus eliminand complet acel "deadtime" ( nu si distorsiunile de trecere deoarece asa cum ati vazut anterior acestea sunt mult mai complexe, ele sunt doar mult atenuate ).

Iata o varianta cu polarizare, a schemei de mai sus:
005.png

Este o varianta mult simplificata deoarece nu ma intereseaza precizia acum, ci doar efectul elementar. Acum se poate observa prezenta clara a unui curent de mers in gol prin finali, curent datorat polarizarii date de cele 4 diode dintre bazele prefinalilor ( sunt 4 diode acolo pentru ca trebui sa compenseze 4 jonctiuni BE ). Iata si rezultatul:
004.png

De data asta sinusoida arata perfect si in zona de trecere, nu mai exista acel timp mort, si ca atare si THD-ul a scazut mult ( aproape de 100 de ori ).


Stabilitatea termica este deasemeni un rol foarte important pe care superdioda il indeplineste, poate chiar mai important decat polarizarea avand in vedere ca este o functie ce tine de insasi integritatea etajului final. Functia respectiva este necesara in special la finalii bipolari unde poate aparea fenomenul cunoscut sub numele "ambalare termica", fenomen caracterizat de declansarea unei reactii pozitive termice, un cerc vicios care se poate sfarsi prin distrugerea etajului final, fenomenul este cauzat tocmai de caracteristica VBE/IC a tranzistorului bipolar care pe masura ce temperatura jonctiunii creste, provoaca scaderea Vbe corespunzatoare unui anumit Ic. In principiu disipatia provoaca incalzirea finalilor, caderea Vbe necesara scade, deci daca este mentinuta constanta de catre circuitul de polarizare atunci cresterea Ic este inevitabila, iar cresterea Ic mareste disipatia si deci temperatura jonctiunii si tot asa pana cand tranzistorul cedeaza.

Apelam la multisim pentru a ilustra si aspectul asta, intai varianta de etaj final necompensata termic ( deci fara superdioda ):
006.png

Avem polarizare ok ( deci curent de mers in gol ), numai ca nu exista monitorizarea temperaturii finalilor, si iata ce se intampla cand temperatura jonctiunii creste:
007.png

Se monitorizeaza curentul prin R2 care este rezistenta din emitorul finalului de sus, deci se monitorizeaza si curentul prin final, si se observa foarte clar cum curentul creste pe masura ce temperatura creste, comportamentul asta este chiar acea ambalare termica si este unul destructiv daca nu este compensat, si exact asta este celalalt rol al superdiodei. Aceeasi schema la care s-a adaugat superdioda:
008.png

Curentul de mers in gol este cam acelasi ca si mai sus, numai ca iata ce se intampla la cresterea temperaturii:
009.png

Ambalarea termica a disparut cu desavarsire, in fapt exista chiar o supracompensare, adica pe masura ce creste temperatura mai mult, curentul scade. Cam aceasta este stabilitatea termica pe care superdioda o asigura, in functie de configuratia ei si a etajului final, forma acestei compensari termice poate diferi destul de mult, putem avea supracompensare sau subcompensare, ambele in proportii mai mici sau mai mari ( prin subcompensare se intelege ca efectul superdiodei nu este suficient si curentul totusi creste, chiar daca mult mai putin ), si asta este unul din motivele principale pentru care sunt multe variante de superdioda, aici nu voi trata decat cateva mai raspandite dintre ele.

Asa cum s-a putut observa, prima functie ( polarizarea ) este destul de usor de realizat deoarece de regula etajul in care circuitul este montat ( VAS ) este alimentat in curent ( unul mai mult sau mai putin constant ), prin urmare pana si o simpla rezistenta este suficienta, eventual semireglabil pentru ajustare, ceva in genul:
Schema1.png

Nu insist asupra calculelor de valori pentru ca nu este o configuratie pe care sa o recomand deoarece se obtine o polarizare afectata direct atat de variatiile de curent din VAS cat si de temperatura ( care afecteaza pana si valoarea rezistentei in sine, nu doar Vbe la finali ), si compensarea termica nu exista, deci riscul ambalarii termice este cat se poate de real.

O alta varianta observata aici este cea cu diode inseriate, eventual si un semireglabil intre ele pentru ajustare:
Schema2.png

Se tine cont de numarul jonctiunilor BE inseriate in etajul final in calea directa a polarizarii, si se foloseste un numar de diode egal cu o bucata mai putin decat numarul jonctiunilor, adica in cazul de fata etajul final este dublet darlington, deci 4 jonctiuni in calea polarizarii, folosim asadar 3 diode, urmand ca de diferenta sa se ocupe semireglabilul. Diodele pot fi 1N400x sau 4148 sau ceva similar, iar alegerea semireglabilului se face tinand cont de curentul din VAS si diferenta de tensiune pe care semireglabilul va trebui sa o asigure, spre exemplu sa zicem ca avem 10mA prin VAS, si trebui sa asiguram cu semireglabilul inca 0,6V ( diferenta de la a 4-a dioda ), deci valoarea semireglabilului este 0,6/0,01=60 Ohm, se alege valoarea standard mai mare, 100, 200, 500, etc... Avantajul aici fata de cea dinainte este ca diodele pot fi montate pe radiator si pot asigura o oarecare compensare termica a etajului final, eliminand, sau oricum reducand mult riscul ambalarii termice, exista insa si aici erori semnificative, pe langa subcompensarea termica inevitabila ( 3 diode nu pot contracara 4 jonctiuni BE ), exista eroarea cauzata de variatiile de curent prin VAS, care influenteaza direct atat caderea de pe semireglabil cat si de pe diode, este asadar si aceasta o varianta pe care NU o recomand.

Superdioda simplificata este aceasta:
Schema3.png

De data asta circuitul de polarizare este o sursa de tensiune constanta a carei precizii este mult mai putin dependenta de variatiile de curent prin VAS ( nu si imuna, de asta se recomanda efectuarea reglajului curentului de mers in gol pe sursa finala ), si la care compensarea termica este asa cum s-a putut observa mai sus in simulare, destul de buna, eliminand complet riscul ambalarii termice. Elementul activ este Q5, un tranzistor bipolar NPN de putere medie care se fixeaza pe radiatorul finalilor, monitorizand astfel temperatura lor. Alegerea Q5 este foarte flexibila datorita parametrilor la care trebuie sa functioneze, el trebuie sa suporte curentul maxim prin VAS ( de regula de ordinul mA sau zecilor de mA ), si tensiunea maxima de deschidere pentru polarizarea etajului final, care chiar si la finali mosfet nu depaseste 10-12V, si asta face ca si disipatia pe el sa fie foarte mica, in principiu cam orice tranzistor mediu este potrivit acolo, preferabil o capsula usor de fixat pe radiator.

C1 reduce impedanta echivalenta in AC a superdiodei ( practic o shunteaza in AC ). Valoarea sa poate fi oricare intre 0,1 si 1uF.
R6 este semireglabilul ce asigura ajustarea polarizarii, de retinut ca acea conexiune a semireglabilului asa cum apare in schema este foarte importanta, este o masura de siguranta in caz ca se intrerupe contactul cursorului cu banda rezistiva, polarizarea scade automat la minim, deci finalii sunt in siguranta.

Functionarea este destul de simpla, R7 si R6 alcatuiesc un banal divizor rezistiv avand ca sarcina baza tranzistorului Q5, prin R7 circula asadar 2 curenti, IDIV si IB, primul este dictat de rezistenta evhivalenta a semireglabilului ( rezistenta totala dintre baza si emitor ) si caderea Vbe de pe Q5, ( de regula cca 0,65V ), iar al 2-lea este dictat de curentul de colector al Q5 si hfe valabil la acel Ic. Pe rezistenta totala dintre baza si emitor exista caderea Vbe de la Q5 care impune curentul prin divizor, R7 preia acel curent care insumat cu Ib provoaca o anumita cadere de tensiune functie de valoarea cumulata a curentului si valoarea R7, la caderea asta se adauga cea de pe R6 si se obtine astfel deschiderea superdiodei. Sau altfel spus caderea Vbe de la Q5 este amplificata cu raportul divizorului.

Valorile componentelor se aleg in functie de tensiunea de polarizare necesara, si aceasta din urma depinde de numarul jonctiunilor BE inseriate in calea polarizarii, numarul lor se inmulteste cu 0,6 ( o cadere aproximativa tipica ) si se obtine deschiderea necesara la superdioda. Spre exemplu in cazul exemplificat mai sus sunt 4 jonctiuni BE deci cca 2,4V necesari la superdioda. De aici se poate merge in diverse directii pentru calcul, in principiu se calculeaza un divizor rezistiv ( am explicat in detaliu despre el aici: http://www.elforum.info/topic/100402-regulatorul-liniar-de-tensiune-proiect-didactic/ ), personal aleg intai un semireglabil care mi se pare mie potrivit si iau in calcul jumatate din valoarea sa pentru a calcula valoarea R7, astfel incat pozitia cursorului sa fie undeva pe la jumatate la deschiderea maxim calculata pentru superdioda.

Exemplu concret. Am 4 jonctiuni in etajul final, deci am nevoie de 2,4V de la superdioda, si am Vbe-ul clasic al tranzistorului din superdioda de cca 0,65V, aleg un semireglabil multitura de 1k, si iau in vedere jumatate din valoarea sa, deci 500 Ohm. 0,65/500=0,0013A ( 1,3mA ), valoarea R7 o calculez ignorand Ib in speranta ca acesta este suficient de mic incat influenta sa sa fie mica, pe R7 pica diferenta dintre deschiderea necesara si Vbe-ul de la tranzistor, deci 2,4-0,65=1,75V, valoarea R7 este deci 1,75/0,0013=1,34k, care nu este o valoare standard insa se poate merge pe valoarea standard imediat adiacenta, fie in jos la 1k2 fie in sus la 1k5, avem rezerve pentru ambele tocmai pentru ca am luat in calcul jumatate din valoarea semireglabilului. Cand se alimenteaza prima oara amplificatorul in vederea reglajelor se va regla intotdeauna in prealabil, semireglabilul la valoarea maxima pentru ca alimentarea sa se faca la un curent de mers in gol minim, pe care ulterior il reglam la ce valoare este necesara. As mai mentiona ca in alegerea valorilor este bina sa se tina cont de faptul ca sunt de preferat valori mai mici in special ale rezistentei de sus ( cea baza-colector ) tocmai datorita Ib care are totusi o valoare finita si nu neaparat fixa, si cu cat rezistenta baza-colector este mai mare, cu atat influenta Ib este mai mare, deci si eroarea cauzata de el.

Compensarea termica a superdiodei din exemplu are loc intr-un mod cat se poate de simplu, am spus deja care este efectul cresterii temperaturii asupra caderii Vbe la finali, ei bine acelasi efect are loc si la superdioda, adica si la Q5 scade Vbe, si o data cu el scade si curentul prin divizorul din baza, si inevitabil scade si deschiderea superdiodei, si o data cu ea scade si curentul de mers in gol prin finali pentru ca le scade polarizarea, are deci loc o bucla de reactie negativa termica.

Erori? Sunt si aici ceva erori, spuneam ca aceasta varianta este mult mai putin sensibila la variatiile de curent prin VAS, nu este insa si complet imuna deoarece majoritatea curentului din VAS trece prin tranzistor, si variatii ale IC provoaca variatii ale IB, si deci erori la caderea reala de pe R7, tot variatii ale curentului prin VAS cauzeaza si variatii ale Vbe pentru tranzistorul din superdioda ( pe langa influentele temperaturii ), si asta duce la variatii ale curentului prin divizor deci ale deschiderii superdiodei, totusi ambele sunt de regula suficient de mici incat sa nu conteze foarte mult. O alta potentiala eroare este nivelul de compensare termica, si acesta este influentat de structura etajului final, cu cat sunt mai multe jonctiuni in calea polarizarii cu atat tendinta de supracompensare creste ( adica se scade curentul mai mult decat trebuie ), efectul este cu atat mai pronuntat la finalii mosfet care au deschidere poarta-sursa mult mai mare decat Vbe la bipolari.

Solutii sunt pentru ambele probleme, si vin in diverse forme si structuri, spre exemplu o superdioda darlington:
Schema4.png

Hfe la Q5 este acum exponential mai mare, deci influenta Ib devine nesemnificativa. De retinut faptul ca influenta Ib mai poate fi atenuata si prin alegerea valorii R7, care cu cat este mai mare, cu atat mai pronuntata este eroarea introdusa de Ib, ( comparati o variatie de 100uA prin 1k si apoi prin 10k ).

Sau asa:
Schema5.png

Q5 alcatuit din 2 tranzistori distincti, astfel nivelul de compensare termica poate fi ajustat prin montarea ambilor tranzistori pe radiator sau doar a unuia singur.

Sau asa:
Schema6.png

Din nou, se poate ajusta nivelul compensarii termice in acelasi mod ca si mai sus, diferenta insa consta in lipsa avantajului legat de hfe.

Sau de ce nu, asa:
Schema7.png

Senzorul este Q6 aici, si poate consta in fapt din mai multi tranzistori inseriati astfel in configuratie dioda ( baza legata la colector ), este printre cele mai flexibile variante cat priveste compensarea termica pentru ca se pot folosi atatia tranzistori cati asigura compensarea optima.

Si lista de variante poate continua, pentru ca este un subiect destul de bogat insa nu este scopul meu sa intru in profunzime si nici sa va plictisesc cu romane, deci ma opresc aici cu exemplificarea in speranta ca telul meu a fost atins, si anume o privire altfel asupra superdiodei si efectului sau.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Surse de curent constant

Cunoscute si sub denumirea de "generatoare de curent constant", sunt unele dintre cele mai raspandite elemente prezente in cam orice montaj, fie el audio sau de alt tip, voi folosi prescurtarea SCC si ne vom axa pe amplificatorul audio cu tranzistori in configuratie clasica, si ca atare pe principala functie ce trebuie retinuta, si anume aceea de alimentare cu un anumit curent a diferitelor segmente, in special diferentialul si VAS.

Fireste ca nu SCC-ul in sine genereaza acel curent, ci se foloseste de o anumita tensiune de alimentare din care sustrage un anumit curent si-l ofera sarcinii. Cea mai simpla SCC este asta:
SCC1.png

Adica insasi banalul rezistor este o posibila sursa de curent prin insasi modul sau de functionare. Vin este tensiunea de alimentare, R1 este insasi rezistenta despre care vorbim, cea care limiteaza acel curent, Iout este curentul oferit la iesire, iar RL ( r-load ) este sarcina. principiul este legea lui Ohm care spune ca:
Form2.gif

Exemplu:
-Vin 20V
-Iout dorit este 0,002A
-Cat este R1?

Simplu:
Form2.gif

Dar daca Vin este 15V, cat este Iout?
Form3.gif

Cat trebuie sa fie R1 pentru ca la 15V sa avem tot 2mA?
Form4.gif

Astfel se ilustreaza neajunsul acestei configuratii simplificate, si anume dependenta prea mare a Iout de catre Vin, in exemplul de mai sus, pentru o variatie de 5V, curentul variaza cu 25%, ceea ce nu este in regula pentru ca asa cum veti putea observa cu alta ocazie, variatiile de curent ale surselor, pot avea efecte negative semnificative asupra performantelor amplificatorului in sine, nu voi intra acum in detalii, este deajuns sa retinem faptul ca trebuie sa avem un curent cat mai constant de la SCC, si cum rareori alimentam amplificatorul audio cu tensiuni stabilizate, rezulta ca variatii ale alimentarii pot aparea fie de la riplul de pe filtrarea principala ( condensatori ), fie de la caderea de tensiune in sarcina de pe traf, fie de la variatii ale retelei, etc... toate astea se traduc in variatii ale Vin din desenul de mai sus, si implicit variatii ale Iout, si rezolvarea implica elemente suplimentare, si deci configuratii putin mai complexe. Voi prezenta in continuare cateva variante de SCC care rezolva mai mult sau mai putin problema prezentata, si o voi face intr-o ordine crescatoare ca si complexitate si performanta, iata pe prima dintre ele:
SCC2.png

Se observa 2 elemente suplimentare, o dioda zener D1, si o rezistenta R2, ceea ce se face aici este chiar stabilzarea Vin cu ajutorul diodei zener, despre cum se face asta am vorbit aici:
http://www.elforum.info/topic/100402-regulatorul-liniar-de-tensiune-proiect-didactic/

Astfel incat nu mai intru in detalii ci trec direct la continuarea exemplului anterior si alegerea D1 si R2, stim ca avem Vin care variaza intre 15 si 20V, si ca ne dorim Iout de 2mA. Aleg intai dioda zener, sa zicem BZX55C10 la plesneala de dragul exemplificarii, pentru ca valoarea sa nu este batuta in cuie asa cum veti putea observa in articolele urmatoare, ceea ce conteaza este ilustrarea principiului. Asadar dioda zener de 10V si 0,5W, si vom alege R2 astfel incat disipatia maxima pe zener sa nu depaseasca 0,25W ( sa zicem ), si cum disipatia pe zener este Iz*Vz, rezulta ca Iz nu poate fi mai mare de:
Form5.gif

Pentru alegerea R2 trebuie sa stim curentul prin ea, si IR2 este suma dintre Iz si Iout, pe acesta din urma il dorim la 2mA, deci mai ramane Iz care stim ca nu poate fi mai mare de 25mA. Presupunem ca avem un consum constant al RL ( al sarcinii de pe iesire ), si atunci IR2=0,025+0,002, adica 27mA, daca nu am fi avut un consum constant al sarcinii ci unul variabil, atunci ar fi trebuit sa cunoastem valoarea minima a curentului tras de sarcina, si pe aceea am fi insumat-o cu Iz pentru a obtine IR2, si asta deoarece diferenta de la IR2 si Iout se duce pe Iz, deci cu cat sarcina trage mai putin, cu atat mai mult se duce in zener. Daca am fi avut varianta in care iesirea trebuie sa functioneze in gol atunci IR2 ar fi fost unul si acelasi cu Iz.

Iz maxim este valabil la Vin maxim, deci tot acolo calculam si pe R2, si avem asa:
Form6.gif

Alegem valoarea standard imediat urmatoare ( in sus pentru a nu depasi Iz maxim dorit ), deci 390 Ohm pentru R2 si verificam care este IR2 la Vin minim pentru a fi sigur ca avem resurse:
Form7.gif

Din care daca scadem pe Iout dorit de 2mA, ne raman 10,8mA pentru zener, ceea ce este in regula. Mai ramane sa stabilim pe R1 pentru cei 2mA doriti:
Form8.gif

Nici acum nu am obtinut o valoare standard, insa este mai putin important, in practica se poate merge fie pe valoarea standard imediat urmatoare in jos, ceea ce mareste putin pe Iout insa protejeaza dioda zener deoarece curentul maxim posibil prin ea, este mai mic, fie pe valoarea standard imediat urmatoare in sus, fapt care reduce Iout si mareste curentul maxim posibil prin zener, sau mai puteti merge pe un semireglabil sau o rezistenta compusa, orice alegere s-ar face este important sa se determine efectele sale atat asupra sarcinii cat si asupra diodei.

Mai raman de calculat disipatiile pe cele 2 rezistente, si la R2 disipatia maxima este la Vin maxim, asadar:
Form9.gif

Iar la R1 disipatia maxima este:
Form10.gif

Si uite asa teoretic am obtinut o sursa de curent constant independenta de tensiunea de alimentare, spun "teoretic" deoarece in practica alimentarea nu poate varia foarte mult pentru ca fie se risca depasirea disipatiei maxim admise pe zener( la Vin prea mare ), fie dioda nu mai stabilizeaza corect ( Vin prea mic ), insa si mai important este faptul ca Iout totusi variaza o data cu alimentarea, dar mult mai putin fata de varianta anterioara fara dioda. Se intampla asta datorita rezistentei dinamice a diodei zener, pe care deasemenea am explicat-o in articolul despre stabilizatorul paralel, deci nu insist, spun doar ca variatiile tensiunii de alimentare se traduc in usoare variatii ale tensiunii stabilizate de zener prin variatii ale Iz, si intr-un final in variatii ale curentului Iout oferit sarcinii.

Ma uit intr-un pdf si vad un Zmax al acestei diode de 15 Ohm, variatia curentului prin zener este de la 25,6mA la Vin maxim, si 10,8mA la Vin minim, deci o variatie de 14,8mA, care se traduce intr-o variatie de tensiune stabilizata de zener de 0,0148*15, adica 222mV. Valori exacte sunt dificil de estimat deoarece rezistenta aia variaza in functie de tensiunea diodei, si curentul prin ea, si asta incurca la calcule, insa ca si principiu este in regula o estimare precum cea de mai sus.

Problemele nu se termina aici, mai exista si deriva termica a tensiunii de strapungere, care poate fi gasita in pdf-uri, pentru dioda asta vad ca poate fi pana la 10mV/*C, deci daca, temperatura creste cu 10*C ( un exemplu ) atunci tensiunea diodei creste cu 100mV. Valori precise din nou se pot gasi consultand graficele sau eventual realizand ceva teste practice.

Ca si rezolvare se poate folosi un condensator in paralel cu dioda zener, care se va opune intr-o oarecare masura variatiilor tensiunii, filtrand Vz, sau se poate imparti R2 in 2 rezistente separate si de la punctul lor comun se poate conecta un condensator catre masa, filtrul astfel obtinut ajuta la atenuarea variatiilor alimentarii, si implicit ale Iz si intr-un final atenuam si variatiile Iout. Sau de ce nu, se poate folosi o combinatie dintre cele 2:
SCC3.png

O varianta mai simpla si totusi mai performanta poate fi o combinatie intre zener si tranzistor:
SCC4.png

Circuitul se foloseste de o dioda zener care ofera o tensiune de referinta in baza unui PNP, referinta din care se sustrage Vbe si restul pica pe un shunt ( R1 aici ), si stabileste curentul limitat de catre circuit. R2 asigura curentul de baza pentru Q1 si pe cel necesar diodei zener, iar RL ca de obicei este sarcina.

Si aici avem acelasi Vin care variaza intre 15 si 20V, avem acelasi Iout necesar de 2mA, se cere determinarea valorii componentelor, Intai tranzistorul Q1, si la el este simplu, trebuie sa suporte o tensiune CE de cel putin egala cu Vin maxim care in cazul de fata este 20V asa cum stim. Si trebuie sa suporte un curent IC mai mare decat Iout, in cazul de fata 2mA, este lesne de inteles ca se alege un tranzistor micut de semnal, sa zicem BC557C, am ales pe asta deoarece e varianta cu Hfe mai mare, si asta de dragul unui Ib cat mai mic, insa nu este obligatoriu, oricum Ib va fi foarte mic indiferent de valoarea Hfe a tranzistorului, insa cu asta il putem ignora complet.

Dioda zener, de dragul comparatiei ramane tot cea aleasa anterior, deci BZX55C10 ( in practica ar putea fi cam mare dar aici conteaza mai mult comparatia directa ), respectiv zener de 10V cu Z de 15 Ohm si deriva de 10mV/*C luate anterior in calcul.

Am spus ca prin R2 avem un curent care este suma dintre Ib si Iz si de asta trebuie sa tinem cont in calculul circuitului practic, aici insa am ales BC557C care cu amplificarea sa in curent mare, ne permite sa ignoram practic pe Ib si asta ne ajuta la simplificarea calculelor. Alegem Iz si putem afla rapid pe R2. De data asta curentul prin zener poate fi mult mai mic decat anterior tocmai datorita Ib foarte mic. Sa zicem ca dorim ca Iz sa fie de minim 5mA ( o valoare aleasa arbitrar ). Curentul minim prin zener este valabil la Vin minim, deci R2 este:
Form11.gif

Si in final R1 pe care pica referinta ( Vz-Vbe ), si iau in calcul 0,65V pentru tranzistor, deci referinta pe R1 este 10-0,65, sau 9,35V, deci R1 este:
Form12.gif

Fireste ca in cazul de fata poate fi 4k7.

Sa trecem direct la posibile neajunsuri ( cateva din ele ), si daca tot avem aceeasi dioda zener ca si anterior, hai sa incepem cu ea. Si avem aceleasi probleme, adica variatii ale curentului induse de variatii ale alimentarii, si variatii de temperatura. Aici insa variatia de curent este mai mica pentru ca si rezistenta inseriata cu ea e mai mare, curentul minim este de 5mA, iar cel maxim de 10mA, adica o variatie de 5mA aici fata de 14,8 dincolo, daca iau in calcul acelasi Z ( impedanta ) de 15 Ohm atunci variatia tensiunii este de 0,005*15, adica 75mV ( fata de 222mV dincolo ), eroarea tensiunii zener cauzata de variatia alimentarii este deci mai mica ( practic de 3 ori mai mica ), si aici mai exista si o oarecare compensare de la Q1 ( ce-i drept probabil destul de mica ), pentru ca pe masura ce tensiunea zener creste, si curentul de la iesire tinde sa creasca si asta aduce dupa sine o usoara crestere a Vbe, ceea ce inseamna o usoara scadere a referintei de pe R1 si implicit o reducere a curentului, deci asa cum am zis, o oarecare compensare, totusi cel mai probabil destul de mica ( nu stau sa calculez, o puteti face voi destul de usor consultand pdf ), cert este ca eroarea Iout cauzata de variatia Vin aici este mult mai mica.

la dioda mai avem si deriva termica, care am zis ca ar fi in cazul de fata 10mV/*C, deci tensiunea zener creste cu 10mV pentru fiecare grad celsius, asta duce la cresterea referintei de pe R1 si de data asta Q1 accentueaza problema, deoarece si Vbe scade cu cam 2,2mV/*C, ceea ce in final rezulta o crestere a referintei pentru shunt cu 12,2mV/*C, adica mai mult decat in circuitul anterior, si aici exista acea compensare descrisa anterior, la fel probabil destul de mica insa avand in vedere ca fiecare mV conteaza, in anumite cazuri ar putea fi importanta, la fel calcule exacte se pot determina urmarind atent graficele din pdf.

O varianta usor diferita dar care compenseaza mai bine deriva termica, ar putea fi asta:
SCC5.png

Diferenta aici este ca referinta este asigurata de catre 2 diode redresoare simple ( de regula 1N4148 ), in loc de zener-ul ala, principiul calculului valorilor este acelasi, deci nu-l mai reiau, diferenta este ca aici tensiunea de pe shunt este egala cu o cadere de dioda ( cealalta pica pe Vbe la Q1 ), deci 0,65V pe R1 care-i stabileste valoarea la cca 330R. Si aici variatii ale alimentarii duc la variatii ale tensiunii oferite de diode pe post de referinta pentru shunt, insa acestea sunt si mai mici chiar decat varianta anterioara cu zener. Iar variatiile de temperatura tind sa se autocompenseze reciproc ( diode cu tranzistor ), insa nu perfect, variatiile tensiunii la capetele celor 2 diode sunt cu cca 4,4mV/*c, iar Vbe pe jumatate de atat, totusi 2,2mV fata de 12,2mV anterior, este un progres semnificativ.

Inchei cu SCC-ul preferat de mine, cel pe care il folosesc in toate amplificatoarele mele:
SCC6.png

Aici vorbim despre o bucla de reactie negativa in curent alcatuita de cei 2 tranzistori, aici variatiile alimentarii sunt nesemnificative, sistemul este simplu, Q1 este alimentat in baza de R2 si se deschide alimentand sarcina, atunci cand curentul prin shunt ( care este acelasi cu cel de sarcina ) atinge un anumit prag, la bornele R1 apare o cadere de tensiune suficienta incat sa deschida Q2, iar acesta trage baza Q1 in sus, blocandu-l, se ajunge la echilibru in punctul unde este curentul maxim limitat. Este asadar cea mai performanta varianta de SCC dintre toate cele prezentate aici. Determinarea valorilor este simpla, tranzistoarele pot fi alese dupa aceleasi criterii descrise anterior la varianta cu tranzistor + zener, R1 este shuntul pe care pica Vbe de la Q2, deci 0,65V si valoarea sa pentru cei 2mA este tot cca 330R. R2 este sarcina pentru Q2 si alimenteaza baza Q1 din nou valoarea necesara foarte mica a Ib ( chiar si cu tranzistori cu Hfe la 100, Ib este 20uA, adica nesemnificativ ). Se poate alege un curent dorit prin Q2 si in functie de el si tensiunea de alimentare, se poate calcula valoarea R2, uneori se merge cu acelasi curent prin Q2 ca si prin Q1, nu este o regula ( sau cel putin eu nu o consider asa ), insa este o alegere ok din punctul meu de vedere. Puteti face o medie a alimentarii, si in functie de ea sa calculati R2 sau puteti sa mergeti pe alimentarea minima pentru a va asigura ca aveti prin Q2 cel putin acelasi curent ca si prin Q1, si aici alegerea va apartine, eu merg de obicei pe o medie, deci in cazul de fata ar fi 17,5V media alimentarii, care impartiti la 2mA doriti, rezulta R2 de 8,75k, puteti merge pe 8k2 sau 9k1. Oricum insist pe ideea ca valoarea R2 nu este batuta in cuie, si asta este unul dintre avantajele acestei configuratii.

Si aici se pot folosi diverse variante de filtre fie pe alimentare fie in baza pentru a obtine performante si mai bune, o rejectie si mai buna a sa, insa nu este obligatoriu.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Ce este diferentialul?

Amplificatorul diferential este esenta oricarui AO ( Amplificator Operational ), impune regulile elementare de functionare pentru orice operational, tot ceea ce este in plus, sunt elemente de circuit menite sa optimizeze performantele. In amplificatorul audio este primul etaj, este cel care primeste semnalul, il proceseaza, si-l transmite catre etajele urmatoare, pe care le si comanda direct sau indirect, asa cum veti observa in episoadele urmatoare, este asadar intrarea unui amplificator. Iata o schema simplificata a sa:
Dif001.png

Este un diferential simplu PNP ( i se spune PNP gratie tranzistorilor folositi ).
Comparatia cu AO nu este deloc exagerata, din contra, pentru ca orice AO contine o forma de diferential pe intrare, are 2 intrari, una neinversoare ( IN+ ) si una inversoare ( IN- ), are o iesire, si 2 alimentari.
Diferentialul este compus din 2 emitoare comune cuplate impreuna in oglinda, si i se spune asa pentru ca amplifica diferenta dintre cele 2 intrari, si o reda la iesire, o sa intelegeti indata ce si cum.

R1 asigura alimentarea in curent in emitoare, valolarea sa se calculeaza in functie de tensiunea de alimentare de pe ramura sa ( cea pozitiva aici ) si curentul total dorit prin diferential ( suma curentilor de colector pentru cei 2 tranzistori ), deci Diff1.gif.
R2 si R3 sunt sarcinile in colectoare ( R3 optionala ), R2 comanda etajul VAS, deci valoarea sa trebui sa tina cont de structura acestuia, si este raportul dintre tensiunea necesara in baza VAS si curentul prin R2 la echilibru ( jumatate din IDif ), adica Diff2.gif

Regula principala la fel ca la oricare AO este ca el face tot ce-i sta in putinta ca sa mentina cele 2 intrari la acelasi potential.
Stim de la emitorul comun ca orice variatie de tensiune in baza, se traduce intr-o variatie de curent in colector, si implicit intr-o variatie mai mare de tensiune pe sarcina din colector, deci orice variatie de tensiune in baza, este reprodusa amplificata la iesire. Diferentialul in schimb amplifica diferenta de potential dintre cele 2 intrari, nu tensiunea de pe intrare asa cum face emitorul comun, nu mai lungesc vorba ci-l pun in simulator, va fi mai usor de observat ce si cum.
003.png

Am ales o alimentare de +/-30Vcc, si pe R1 pentru 2mA ( o sa va intrebati probabil de ce nu este de 15k, e din cauza Vbe care se sustrage din +30V ).
In chenarul de jos se observa ca IR1 este 2mA, se mai observa si curentii prin R2 si R3, si aici o sa va intrebati poate de ce oare nu-i cate 1mA?, asta se intampla pentru ca o parte din curentul de emitor se duce in baza, adica IE=IC+IB, sau altfel spus IC=IE-IB. IR2=IR3 deci cei 2 tranzistori sunt intr-un echilibru perfect pentru ca nu exista nici o diferenta intre cele 2 intrari ( bazele sunt la acelasi potential ).

Ce se intampla daca una din intrari este pusa la un potential usor diferit fata de cealalta?
Pai raspunsul este insasi modul de functionare al diferentialului, daca spre exemplu IN+ este usor mai pozitiva decat IN- atunci Q1 fiind PNP va conduce ceva mai putin curent in colector, decat Q2, pe R2 caderea de tensiune va fi mai mica. Cu alte cuvinte o variatie a tensiunii pe IN+ cauzeaza o variatie de curent pe sarcina R2, si deci o variatie de tensiune la bornele ei, aceasta este amplificarea in tensiune a diferentialului, si este:
Diff3.gif

Unde Remitor este rezistenta totala dintre cele 2 emitoare.
In cazul de fata nu exista rezistente in emitoare, deci Remitor este compusa doar din Re' ( rezistenta intrinseca, vezi AICI ). La 1mA prin fiecare tranzistor, aceasta este cate 26 Ohm, deci 52 in total.
Deci amplificarea in tensiune ar trebui sa fie:
Diff4.gif

Simularea:
004.png

Se observa ca prin R2 curentul s-a redus la 809,977uA, fata de 996,371uA cat era anterior, deci o variatie de 186,39uA, pe care daca-i inmultim cu valoarea R2 de 1k, obtinem o variatie de 186mV, amplificarea in tensiune este deci:
Diff5.gif

De ce valoarea obtinuta este diferita de ce am calculat anterior?
Tocmai datorita Re' care variaza functie de curentul de colector, deci variaza si Remitor de la formula de mai sus.
In simulare cei 2 teranzistori conduc acum curenti diferiti, recalculam Re' pentru fiecare in parte:
Diff6.gif

Si
Diff7.gif

Deci Remitor este:
Diff8.gif

Si amplificarea:
Diff9.gif

Am spus ca ceea ce se amplifica este diferenta de potential dintre cele 2 intrari, nu tensiunea aplicata la una din ele, asta se intampla pentru ca diferentialul "cauta" intotdeauna echilibrul intre cei 2 tranzistori, si asta se poate intampla numai cand intrarile sunt la acelasi potential, oricare ar fi el, iata:
005.png

Avem in continuare 809uA pe R2, avem in continuare aceeasi "iesire", dar amplificarea nu s-a redus la jumatate ci a ramas la fel asta pentru ca desi la IN+ avem acum 20mV ( dublu fata de anterior ), IN- a fost ridicata la 10mV, deci diferenta dintre ele a ramas tot 10mV.


Erori

Ca orice circuit, si performantele diferentialului sunt afectate de diverse neajunsuri, unul dintre ele si poate cel mai important este exact diferenta aia de amplificare intre amplificarea calculata de 19,2x si cea obtinuta de 18,6x, asta se intampla datorita influentei decisive a Re' asupra amplificarii diferentialului, pentru ca rezistenta intrinseca este invers proportionala cu IC, deci variaza cu acesta, si variaza inevitabil si amplificarea, iata:
006.png

Acum curentul prin R2 a scazut la 636uA, adica 360uA mai putin fata de echilibru, deci o variatie de 360mV pe R2, si o amplificare de 18x, adica o scadere a amplificarii cu 6,25% fata de zona de echilibru ( acei 19,2x ). Asta indica faptul ca semnalul are o influenta directa asupra amplificarii diferentialului, si nu numai amplitudinea semnalului in sine, ci insasi cursa lui, chiar si cu un semnal fix aplicat pe intrare, totusi acesta variaza de la 0 la xV in fiecare semiperioada, deci in fiecare semiperioada amplificarea variaza in ritm cu semnalul, influenta asta directa a semnalului asupra amplificarii mareste THD-ul ( mareste armonica a 2-a ), este deci de nedorit.

Rezolvarea ei se face la fel ca la emitorul comun simplu prin degenerare in emitor, adica adaugarea a cate o rezistenta in emitoare pentru a reduce influenta Re' asupra amplificarii. Iata:
007.png

Recalculam amplificarea la echilibru, intai aflam Re' care este acelasi pentru ambii tranzistori devreme ce amandoi conduc acelasi curent, deci:
Diff14.gif

Remitor este acum:
Diff15.gif

Si amplificarea:
Diff16.gif

Amplificarea s-a redus pentru ca rezistenta totala in emitoare a crescut.
Acum punem 20mV la IN+:
008.png

Avem acum 955,626uA pe R2, adica o variatie de 40,745uA, si deci de 40,745mV pe R1, care inseamna o amplificare de 2,037x, adica o variatie de doar 0,3%, fata de peste 6 procente la varianta fara degenerare.
Asta pentru ca Re' a devenit foarte mica in comparatie cu rezistenta totala dintre emitoare, deci si variatiile ei influenteaza mult mai putin valoarea totala a rezistentei dintre emitoare, si implicit variatiile amplificarii cu semnalul scad foarte mult, deci performantele diferentialului cresc foarte mult doar prin adaugarea a 2 rezistente.


Adaugarea degenerarii in emitoare ne-a rezolvat in mare masura problema variatiilor amplificarii cu semnalul, insa ne-a redus mult amplificarea, si pentru ca performanta diferentialului sa fie mai buna, este de preferat ca si amplificarea sa sa fie mai mare, valoarea ei se adauga la ceea ce se numeste "bucla deschisa" a amplificatorului, si cu cat aceasta este mai mare, cu atat efectul reactiei negative asupra THD-ului este mai benefic. O varianta relativ simpla ar putea fi marirea sarcinii in colectoare, deci marirea R2 si R3, valori mai mari aici duc automat la amplificare mai mare. Insa nu se pot pune oricat pentru ca asa cum am spus valoarea lor tine cont de necesarul in baza VAS, care are o valoare predefinita, deci daca nu poti mari caderea de tensiune pe sarcina, atunci reduci curentul de alimentare in emitoarele diferentialului, insa nici aici nu poti umbla foarte mult pentru ca un curent mai mic aici inseamna si un SR mai mic al amplificatorului. Cu ceva calcule se poate ajunge la un oarecare compromis, diferentele insa nu vor fi foarte mari, exista in schimb o solutie care cu pretul catorva componente suplimentare, rezolva foarte elegant aspectul amplificarii diferentialului, si contribuie la un mai bun echilibru intre cei 2 tranzistori ( deci THD mai mic ).


Oglinda de curent

Este un tip de sarcina activa utilizata in special in audio, dar si in alte aplicatii, este compusa in principiu din 2 tranzistori conectati in oglinda si care isi copiaza ( "oglindesc" ) curentul unul altuia.
Avantajul evident consta tocmai in curentii egali cu care ea incarca circuitul pentru care actioneaza ca sarcina, oglinda de curent nu impune valoarea acelui curent, ci doar il copiaza de la un element la altul, preaia un curent numit IPROG si-l copiaza.

Un alt avantaj este impedanta foarte mare cu care aceasta incarca circuitul aservit ( diferentialul in cazul de fata ), mult peste valoarile tipice de rezistente pe care le inlocuiesc ( sute de k Ohm sau chiar cativa M ohm ), ceea ce faciliteaza o amplificare a diferentialului exponential mai mare. Iata diferentialul cu oglinda de curent:
009.png

Q3 si Q4 sunt tranzistorii ce alcatuiesc oglinda de curent, curentul de colector de la Q2 ( si implicit Q3 ) se numeste Iprog, si este copiat de Q4.
Modul cum se face asta este destul de simplu daca ne amintim ca pentru orice curent de colector exista si o anumita polarizare directa baza-emitor.
Conectarea lor impune o deschidere baza-emitor identica la amandoi, si daca tranzistorii sunt identici atunci curentii de colector nu pot fi decat identici.
Se observa deci necesitatea imperecherii lor.

R2 si R3 devin acum degenerare in emitoarele oglinzii, si rolul lor este de a compensa eventuale diferente ale polarizarii baza-emitor dintre cele 2 tranzistoare, valorile lor nu-s batute in cuie, uneori sunt alese functie de structura etajului VAS pe care il comanda.

Daca va uitati in imaginea de mai sus, o sa observati in acel chenar de jos, o diferenta de ceva mai mult de 6uA intre cele 2 ramuri, asta se intampla deoarece IB pentru Q4 se preia din Iprog ( ICQ2 ), deci este o eroare asumata, insa cu cat hfe este mai mare, cu atat IB este mai mic, si deci cu atat eroarea asta este mai mica. Exista solutii pentru combaterea si mai eficienta a ei, dar nu le dezbat aici.

Revenim la simulare si retinem valoarea VoutA ( de aici limitarea platformei ma obliga sa pun doar link-uri catre imagini ):
010.png

Este potentialul de la "iesire", si la echilibru este -9,51497V asa cum se poate observa.
Refacem simularea cu 20mV la intrare si observam cum evolueaza:
011.png

VoutA a devenit acum -29,8544V, deci pentru o variatie de 20mV la intrare, s-a obtinut la iesire o variatie de 20,339V, si o amplificare de:
Diff17.gif

Adica mult peste ce aveam fara oglinda de curent ( cam de 500 de ori mai mult ).
In amplificatorul complet amplificarea nu va fi atat datorita impedantei de intrare in etajul VAS care se pune in paralel cu cea a oglinzii de curent, si un etaj VAS simplu poate avea o impedanta de intrare destul de redusa, poate cobora pana la cativa kOhm, si domina deci in impedanta totala pe care diferentialul o vede in colectoare, astfel incat si amplificarea sa este mult mai mica. Exista insa solutii pentru a mari impedanta de intrare a etajului VAS pe care le vom vedea cu alta ocazie.


Rejectie

Este un termen nelipsit atunci cand se vorbeste despre performantele unui amplificator ( este ceea ce se numeste PSRR = Power Supply Rejection Ratio ), n-o sa intru in formule de calcul complexe si valori in decibeli si alte minuni, ma voi limita strict la diferential si voi incerca sa simplific atat cat se poate intelegerea conceptului.

Ce se intampla in circuitul de mai sus daca alimentarea creste cu 5V ( adica +/-35V )? Stim ca valoarea ramurii de sus se imparte la R1 si se obtine curentul din emitoare pentru diferential, daca alimentarea creste, si curentul asta creste o data cu ea devreme ce R1 ramane neschimbata. Daca marim curentul din emitoare atunci creste si curentul de colector pentru fiecare tranzistor in parte, si se reduce valoarea Re', ceea ce altereaza amplificarea diferentialului, efect cu atat mai semnificativ la lipsa degenerarii in emitor, insa mai mult decat atat, insasi variatia asta de curent de colector pentru fiecare tranzistor in parte, se traduce intr-o variatie de tensiune pe sarcina din colector. Cu alte cuvinte un riplu semnificativ pe alimentare ( inevitabil la alimentarile nestabilizate ) va fi reprodus fidel ca forma la iesirea diferentialului chiar daca bazele sunt la echilibru perfect ( amandoua la masa spre exemplu ), riplul asta ia frecventa retelei ( la alimentarea cu traf de retea ) si este suprapus peste semnalul util cu care se comanda etajul VAS. Este un efect nedorit dar inevitabil atunci cand alimentarea diferentialului se face cu o simpla rezistenta. Iata-l in simulator:
012.png

Am pus din nou bazele la masa ( deci echilibru perfect pe intrari ), si am inseriat o sursa sinus de 5V si 100hz cu ramura pozitiva ( ca aia ne intereseaza ), si iata ce apare pe iesire:
013.png

O unda sinus de 100hz perfecta!
Asta este rejectia, este capabilitatea unui circuit de a ignora riplul de pe alimentare, si cazul de fata denota o rejectie foarte slaba tocmai datorita modulul cum diferentialul este alimentat.

Ce-i de facut?

Pai umblam tocmai la cauza acestui neajuns, si asiguram o alimentare in curent mai performanta.
Am explicat deja mai sus, o sursa de curent constant ofera acelasi curent pe o gama foarte larga de tensiune de alimentare, deci variatiile alimentarii devin nesemnificative cat priveste curentul cu care diferentialul este alimentat.
Nu mai intru in detalii pentru ca am explicat deja, ci pun direct o sursa de curent in simulator:
014.png

Sursa este I1 si a inlocuit R1. Este o sursa ideeala de curent constant oferita de LT spice, si am setat-o aici la 0,002A ( 2mA ). Iata rezultatul:
015.png

Riplul de pe iesire a disparut cu desavarsire desi pe alimentare este acelasi ca si mai devreme.
Asta se intampla pentru ca sursa de curent ofera o alimentare constanta indiferent de variatiile tensiunilor.
In amplificatorul practic exista totusi ceva influente ale riplului functie de structura SCC-ului folosit, unele sunt mai performante dar mai complexe, altele mai simple dar mai usor influentabile de catre riplu, insa oricum prezenta lor inbunatateste dramatic rejectia diferentialului, indiferent ce forma iau ele. Prezentarea mea de mai sus descrie o gama destul de variata de SCC-uri, pentru versiuni mai performante va puteti usor documenta, informatii pe gugle sunt arhisuficiente.


Concluzii
Diferentialul este asadar baza oricarui AO, este un element de circuit care amplifica diferenta dintre 2 intrari si o foloseste pentru a comanda etajele urmatoare.
Este compus din 2 tranzistori care trebuiesc imperecheati cat priveste Hfe-ul deoarece IB este o sursa de eroare in polarizarea intrarilor ( circula prin rezistentele ce dau impedanta intrarilor ), nu poate fi eliminat cu desavasire, dar poate fi redus prin folosirea de tranzistori cu beta mare, si prin imperecherea lor se reduce diferenta dintre polarizarea intrarilor, deci si eroarea nedorita.

Daca aveti obiectii sau observatii, nu ezitati.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Stiu ca nu are legatura directa cu ce am scris pana acum, dar mai am ceva pregatit din ce fusese si pe blogul de aici, si care are totusi legatura directa cu domeniul audio deci postez in continuare pe primul dintre cele 2 materiale, urmad ca apoi sa continui seria despre amplificatorul clasic ( cand oi avea timp sa-mi pregatesc o noua prezentare ).

 

S-a discutat si rediscutat chestiunea asta, si invariabil au aparut si unele polemici legate de 2 subiecte principale:

-Se poate limita curentul prin finali doar prin folosirea a unor diode zenner in porti?

-Ce tensiune trebuie sa aiba zennerele pentru a nu influenta negativ buna functionare a etajului final in regim normal?

 

Multe s-au spus pe aceasta tema, unele lucruri reale, altele inchipuite, nu voi dezbate aici diferite versiuni de etaje finale in aceasta clasa, nici solutii de atac sau alte detalii mai mult sau mai putin avansate, in schimb voi incerca sa demonstrez un principiu elementar legat de insasi functionarea tranzistorului mosfet si ce face el, nu voi folosi nici relatii matematice avansate sau termeni greu de retinut, in schimb voi incerca in stilul propriu sa simplific lucrurile pana la notiuni elementare, pentru a usura intelegerea lor, pastrand totusi corectitudinea datelor.

 

Asadar se da un etaj final mosfet in clasa AB de la un amplificator audio, pentru conformitate prezint si o schema de principiu ( ca de obicei, click pe imagini pentru rezolutie mai mare ):

image.png

 

-Se poate limita curentul prin finali doar prin folosirea a unor diode zenner in porti?

Da, se poate, si pentru a intelege de ce si cum, trebuie sa elaboram putin o caracteristica principala a tranzistorului mosfet. Avem mai sus un etaj final complementar, un mosfet canal N si unul canal P, fiecare reproduce cate o semialternanta pentru a asigura pe sarcina un ciclu complet, ne vom fixa pe o singura ramura pentru ca in fond cealalta nu face decat sa reproduca in oglinda comportamentul acesteia, astfel incat ne fixam pe mosfetul canal N si ne vom ajuta de multisim pentru a demonstra ideile prezentate. Se da un IRFP240 folosit des in etajele finale audio clasa AB, cu o tensiune maxima drena-sursa de 200V, Rds-On de 0,18 Ohm ( o sa constatati citind acest articol ca Rds-On este de fapt irelevant ), si ID maxim de 20A, in pdf se spune faptul ca acest tranzistor are ca si prag minim al tensiunii intre poarta si sursa la care incepe sa conduca intre drena si sursa ( VgsTh ) de pe la 2V, de retinut este faptul ca aceasta este valoarea minima specificata de producator dar asa cum probabil va imaginati, nu trebuie sa fie fixa la fiecare tranzistor, exista o oarecare dispersie dar nu ne intereseaza pe noi asta. Deci iata:

image.png

 

Am pus acel mosfet, am pus o tensiune de alimentare de 40V, o sarcina oarecare, un ampermetru inseriat cu drena, un voltmetru intre poarta si sursa si o sursa de tensiune de 12V care sa alimenteze poarta prin intermediul acelui potentiometru. In pdf-urile tranzistorului exista graficul Vgs vs Id, caracteristica de transfer, adica ce curent de drena corespunde unei anumite tensiuni poarta-sursa, sau invers ce tensiune poarta-sursa este necesara pentru un anumit curent de drena dorit, aceasta caracteristica va fi explorata aici deoarece ea este cea care faciliteaza limitarea curentului prin final prin folosirea unei diode zenner in poarta.

 

In imaginea de mai sus se poate observa o tensiune intre poarta si sursa de cca 2V, si faptul ca mosfetul este inca blocat ( un curent de drena de 0,04mA ), marind putin tensiunea din poarta:

image.png

 

Se atinge si pragul acela VgsTh, adica punctul unde mosfetul incepe sa conduca, iata in continuare cateva tensiuni prag poarta-sursa si curentul de drena corespondent:

image.png

image.png

image.png

image.png

image.png

image.png

image.png

 

Ne oprim putin aici si observam faptul ca la cca 5,5V mosfetul de fata se poate considera complet deschis, el conducand mai bine de 20A intre drena si sursa. Reiterez faptul ca acest parametru difera de la tranzistor la tranzistor si ca in practica acesti 5,5V pot fi de fapt 6V sau 7V, dar asta este mai putin important, diferentele oricum nu sunt foarte mari.

 

Ok hai sa vedem ce se intampla daca micsoram rezistenta de sarcina, ( deci fortam marirea curentului ):

image.png

 

Rezistenta a fost redusa cu mai bine 30% dar curentul de sarcina a crescut doar cu ceva mai putin de 1,5%... Revenind la o valoare mai realista a curentului prin final, la un amplificator complet in regim normal de lucru, cu alimentare de 40V pe ramura si sarcina de 4 Ohm, daca ignoram pierderile pe tranzistori atunci curentul de varf maxim posibil nu poate fi mai mare de 10A ( 40/4 ), deci avem nevoie ca etajul final sa ne poata asigura macar cei 10A, si care este tensiunea poarta-sursa la care mosfetul conduce 10A? Iata:

image.png

La ceva mai mult de 4V mosfetul conduce deja cei 10A curent de drena, si in ciuda reducerii R1:

image.png

image.png

 

Curentul de drena ramane relativ acelasi, si este normal sa fie asa deoarece mosfetul este un dispozitiv comandat in tensiune, adica pentru o anumita tensiune intre poarta si sursa, mosfetul poate conduce intre drena si sursa doar un anumit curent. Amintiti-va de bipolari care au acea caracteristica Hfe, adica amplificare in curent, si stim ca daca spre exemplu avem un caz ipotetic cu hfe fix de 100 si alimentam in baza cu un curent fix de 1mA, atunci in colector n-ai sa obtii mai mult de 100mA, este tocmai caracteristica exploatata de sursele de curent constant. La mosfet este fix acelasi lucru numai ca in loc sa limitezi curentul din baza, limitezi tensiunea din poarta.

 

Revenim la o configuratie mai apropiata de cea prezenta in etajul final de mai sus, si adaugam R3 pe post de sarcina si R1 serveste ca rezistenta de putere de obicei inseriata cu sursa mosfetului, aceasta serveste ca un soi de senzor de curent, face pragul tensiunii zenner-ului necesar ceva mai predictibil, si stiind ca in realitate pe mosfet exista o cadere de tensiune care poate fi de 4-5V in cazul in care partea de atac este alimentata de la aceeasi tensiune ca si finalul, si luand in considerare si caderea de pe rezistenta de putere, rezulta un curent de varf maxim posibil pe sarcina de 4 Ohm la alimentari de 40V pe ramura, de hai sa zicem 8A ( in practica aceasta valoare poate sa difere dar nu asta ne intereseaza ), deci hai sa facem in asa fel incat sa asiguram minim 8A curent de varf:

image.png

 

Punctul de legatura dintre R1 si R3 este insasi iesirea amplificatorului, dioda zenner despre care se vorbeste se pune de obicei intre poarta si acest punct, adica intre poarta si iesire, ea limiteaza tensiunea maxim posibila intre poarta si iesire, adica tensiunea maxim posibila atat intre poarta si sursa la mosfet cat si pe rezistenta de putere, si constatam ca pentru cei 8A, avem nevoie de cca 6,5V, ceea ce in fapt inseamna ca un zenner de 6V8 este suficient acolo pentru a permite curentul de drena maxim dorit, hai sa demonstram:

image.png

 

Cu zenner de 6,8V avem un curent de drena de 8,5A, adica un pic mai mult fata de tinta aleasa initial de 8A, adica zenner-ul nu influenteaza regimul normal de functionare, noi ne-am ales un curent de varf maxim dorit si l-am satisfacut ( l-am depasit chiar ), deci in regim normal etajul final va functiona nestingherit, si asta este valabil la volumul maxim dat pe intrare, la punctul de functionare imediat sub clipping ceea ce destul de rar se intampla, pentru ca rar mergem cu volumul la maxim unde apar distorsiuni semnificative, deci cu cat volumul setat fie din potentiometru, fie din sursa de semnal, este mai departe de maxim cu atat suntem si noi mai departe de limita impusa de zenner. Astfel incat concluzia este ca zennerul ales in cazul de fata nu influenteaza cu nimic regimul normal, de functionare, dar priviti ce se intampla daca reducem rezistenta de sarcina pentru a forta un curent mai mare:

image.png

image.png

image.png

 

Si un scurt virtual:

image.png

 

Asadar de la un anumit punct etajul final se transforma intr-un generator de curent constant, deci am obtinut o protectie la scurt limitand curentul maxim posibil prin mosfet la o valoare predictibila si aleasa de noi sub un nivel destructiv.

 

Testam principiul si pe semnal sinus, si avem un generator de functii in locul sursei de tensiune pentru comanda mosfetului, adaugarea unui osciloscop, si modificarea ampermetrului din DC si AC, in rest schema este aceeasi ca si mai sus, iata ( dati click pe link-uri ):

image.png

 

Osciloscopul monitorizeaza la canalul A prin trasa albastru deschis, semnalul dintre poarta si sursa mosfetului si la canalul B prin trasa rosie, semnalul livrat sarcinii. Asa cum se poate observa, conductia incepe ca si mai sus undeva pe la un varf de cam 2,2V. Marind putin cate putin amplitudinea semnalului de comanda vom putea observa mai jos evolutia semnalului de pe sarcina in functie de comanda din poarta:

image.png

image.png

image.png

image.png

 

In ultima imagine se observa deja clipping-ul, este limita impusa de zenner-ul din poarta, dar daca scoatem zenner-ul din ecuatie observam ca influenta acestuia este de fapt foarte mica:

image.png

 

Dar daca reducem valoarea R3 observam limitarea de cca 8,5A:

image.png

 

Ok dar de ce sa folosim zenner de 6V8, hai sa punem 8V2:

image.png

 

Si observam ca influenta ei este 0 chiar si la nivelul maxim, la clipping, nivel la care evident ca nimeni nu ruleaza in mod normal un amplificator:

image.png

 

In schimb se observa beneficiul evident al prezentei zenner-ului la reducerea R3:

image.png

image.png

 

image.png

 

Curentul de varf este limitat undeva sub 12A, adica la o valoare mult sub maximul admis de mosfet, adica una nedistructiva.

 

Observati sper ca nicaieri nu s-a pomenit de Rds-On si eficienta mosfetului, pentru ca nu ne intereseaza o valoare cat mai mica a Rds-On pentru etaj final in clasa asta de functionare, pentru a avea acel parametru la nivelul minim atunci mosfetul ar trebui sa fie complet deschis, ceea ce este cat se poate de normal sa anuleze complet ideea de unda sinus, mosfetul pur si simplu ar pune sarcina la alimentare, s-ar obtine daca vreti, o clasa de functionare D ( e totuna cu mosfetul ars si devenit sarma ), si nu asta cautam noi la clasa AB, ci o cat mai buna liniaritate, ori nu exista liniaritate atata vreme cat mosfetul este complet deschis, este foarte important sa intelegeti asta.

 

In concluzie, prezenta unei diode zenner este suficienta pentru obtinerea unei protectii la scurt eficace daca bucla creeata de aceasta cuprinde si o rezistenta de putere inseriata cu sursa mos, valoarea ei este destul de simplu de ales la un nivel suficient de sus incat sa nu se afecteze regimul normal de functionare al etajului final pana la clipping, dar suficient de jos incat sa nu se atinga curentul maxim admis prin mosfet, si in acest scop se poate consulta pdf-ul tranzistorului respectiv, si extrage o valoare de tensiune Vgs de interes pentru un anumit curent de drena maxim dorit, acesta este curentul de varf si se estimeaza in functie de sarcina dorita a fi alimentata si ramurile alimentarii, apoi valoarea zenner-ului se alege tinand cont de acea tensiune Vgs gasita in graficul din pdf si caderea de pe rezistenta de putere inseriata in sursa mos, pentru curentul acela de varf maxim dorit. Se pot face teste fie in simulator, fie practice pentru a putea alege valoarea optima a zener-ului.

 

Dovada ca Rds-On este irelevant?

 

Nimic mai simplu!

Rds-On este rezistenta echivalenta drena-sursa in conductie directa a mosfetului, adica pentru o anumita tensiune poarta-sursa, obtii pana la urma o anumita rezistenta drena-sursa, in pdf-uri gasim o valoare tipica de 0,14 Ohm, este foarte simplu de masurat atat practic cat si in simulator, daca ne amintim ca R=U/I, deci:

Rds-_On1.png

 

1,281V cadere drena-sursa, si 9,68A curent de drena, adica Rds-On este aici 0,132Ohm, confirmand astfel si modelul din simulator.

Ca sa ai Rds-On minim, trebuie ca mosfetul sa fie deschis la maxim, deci tensiunea din poarta sa fie suficient de mare.

Acuma o sa vedeti de ce NU va doriti asta si de la etajul final mosfet AB:

Rds-_On2.png

 

Am pus in poarta un generator sinus si i-am setat un semnal de 1V, 100hz pe un offset de 12V ca sa avem in permanenta tensiune suficienta in poarta pentru deschidere optima a mosfetului, cu alte cuvinte semnalul din poarta variaza constant intre 11 si 13V, si pentru ca avem deschidere "optima" a mosfetului, pe sarcina avem o tensiune continua, fixa, nici vorba de sinus asa cum avem nevoie in clasa AB, este absolut normal sa se intample asta, mosfetul devine "sarma", fie ca pui o rezistenta de 0,15Ohm acolo, fie ca pui mosfetul ala, e fix acelasi lucru.

 

Am redus offset-ul progresiv ca sa se vada mai clar evolutia Id versus Vgs:

Rds-_On3.png

Rds-_On4.png

Rds-_On5.png

Rds-_On6.png

 

Doar cand offsetul a ajuns la 8V ( deci comanda in poarta variaza intre 7 si 9V ), au inceput sa se simta ceva influente foarte subtile pe iesire, se poate observa in ultima imagine de mai sus. Reducand offsetul si mai mult, influenta este mai evidenta:

 

Rds-_On7.png

Rds-_On8.png

Rds-_On9.png

Rds-_On10.png

 

Abia la un varf de 5,1V in poarta, a disparut si clipping-ul de pe iesire, si avem astfel regim normal de clasa AB.

 

Hai sa luam un caz concret, sa zicem ca ne intereseaza o putere maxima de 50W pe 4 Ohm, asta inseamna o sinusoida cu varf pe la 20V, care pentru 4 Ohm inseamna un curent de varf de 5A. Deci avem nevoie ca mosfetul sa poata asigura minim 5A curent de drena. Cautam in pdf ce tensiune Vgs este necesara pentru ID-ul asta:

Vgs-_ID.png

 

Cam 5,4V. Punem in multisim si confirmam:

Rds-_On11.png

 

Deci daca asiguram minim 5,4V in poarta, atunci avem garantat functionare normala a etajului final.

Cu inca o rezistenta de putere inseriata in sursa, tensiunea asta mai creste cu pana undeva spre 2V ( depinde de valoarea acelei rezistente ), spre exemplu cu 0R22 avem in plus 1,1V, deci in total trebuiesc minim 6,5V tensiune poarta-iesire, un zener de 6,8V asigura fara probleme necesarul, fara sa fie afectat de variatiile zener-ului cu temperatura ori curentul.

 

Cam atat am avut de zis pe tema asta. E mai lunga postarea, dar oricum nu citeste nimeni, deci... :)

 

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Referitor la postarea anterioara.

Afirm ca Rds-On este irelevant in context-ul in care s-a spus in anumite discutii ca este esential sa fie cat mai mic posibil.

In clasa AB acesta numai fix nu este, insa ce este esential sa se nteleaga este faptul ca pur si simplu nu te intereseaza.

_______________________________________________________________________________________________________

 

Va prezint un mod mai diferit de a privi amplificatorul in clasa D, niste informatii care sper eu vor lamuri unele chestii de baza despre functionarea clasei D la amplificatoare, subiect care am observat ca inca genereaza confuzii.

Postarea asta nu se vrea a fi "reinventarea rotii", nu se doreste a fi nu stiu ce tutorial despre cum se proiecteaza un amplificator clasa D sau cum se optimizeaza performantele sale, nici macar alegerea valorii componentelor de baza nu va fi dezbatuta decat cel mult sumar, in schimb doresc sa ofer un punct de vedere usor diferit asupra proceselor electrice elementare ce au loc in acest tip de amplificator, un mod mai simplificat de a privi lucrurile care sa faca accesibila intelegerea lor macar la nivel sumar, si incepatorilor, si de ce nu sa lamureasca unele detalii sau sa schimbe anumite puncte de vedere si celor cu o oarecare experienta.

Asa cum multe documentatii sugereaza, configuratia clasica de amplif clasa D se aseamana izbitor de mult cu buck sincron, deci haidem sa elaboram putin regulatorul buck, si pentru simplitate renuntam la ideea de buck cu redresare sincronizata, ci ne axam strict pe configuratia elementara buck, si iata o serie de simulari insotite de explicatii care sper sa va ajute, inainte de toate configuratia de baza buck ( click pe imagini pentru marirea rezolutiei ) :
image.png

Avem o sursa de tensiune care ofera un tren de impulsuri dreptunghiulare cu amplitudine de 30V, la o perioada de 20uS si Ton de 10uS, adica umplere 50%.

Cum se obtine tensiunea stabilizata la iesire?
Simplu, inductanta face asta reactionand la umplerea trenului de implulsuri cu care este alimentata, simplist spus umplerea este Uies/Uint, adica tensiunea de la iesire impartita la tensiunea de alimentare, adica tocmai amplitudinea impulsurilor cu care se alimenteaza inductanta, si invers putem spune deci ca tensiunea de la iesire este Uint*d, unde am denumit "d" umplerea, si umplerea este d=Ton/P, unde P este perioada ciclului, de aici putem usor determina care va fi tensiunea de la iesire, daca d=Ton/P=10uS/20uS=0,5 ( 50% ), si Uies=Uint*d, atunci Uies=30*0,5=15V. Hai sa verificam asta ruland simularea:
image.png

Avem 15V la iesire, avem perioada de 20uS indicata de osciloscop care citeste impulsurile cu care inductanta este alimentata, avem 30V amplitudine a impulsurilor, asadar pana aici totul este in regula si confirmat.

Dar ce face inductanta mai exact?
La Ton inductanta se incarca cu un anumit curent de la acele impulsuri cu care este alimentata, iar la Toff se descarca in condensator si deci catre sarcina, la Ton capatul dispre alimentare al inductantei are plus si capatul dinspre iesire e dus catre masa de condensator si sarcina, la Toff apare tensiunea de autoinductie care evident este de polaritate inversa, in acest moment dioda se deschide si pune capatul dinspre alimentare la masa iar capatul dinspre iesire al inductantei are evident plus, se incarca astfel condensatorul si implicit se alimenteaza si sarcina cu energia stocata in inductanta. Acea tensiune de autoinductie de la Toff este si iesirea dorita, in cazul de fata 15V. Toate astea ne indica faptul ca prin inductanta exista o variatie de curent la frecventa impulsurilor de alimentare, este important sa retineti asta.

Acuma formula de calcul a inductantei pe care o folosesc eu pentru regulatoarele buck ( si orice alt stabilizator cu conversie directa ), este (Uies*Toff)/dI, adica tensiunea de la iesire ( care am aratat mai sus ca este cea de autoinductie de la Toff ) inmultita tocmai cu Toff exprimat in uS, si rezultatul impartit la dI care este variatia de curent aleasa in inductanta, acest dI este chiar acea variatie despre care vorbeam in paragraful de mai sus, si la calculul inductantei o alegem noi la o valoare dorita si obtinem astfel inductanta minim necesara care in formula de mai sus se exprima in uH.

Asadar teoretic in schema din simularea de mai sus avem o variatie de curent prin inductanta de (Uies*Toff)/L=(15*10)/500=0,3A, aceasta variatie de curent ( care reamintesc ca este un curent alternativ la frecventa impulsurilor de alimentare ) se suprapune peste un curent mediu care este totodata si curentul de sarcina, deci daca inseriem un shunt intre condensator si inductanta pentru a vizualiza curentul, ar trebui sa putem observa o unda trunghiulara care sa ne indice variatia de curent. In cazul de fata curentul de sarcina este de cca 1,5A, si avem o variatie de 0,3A care se suprapune peste el, deci curentul alternativ prin inductanta variaza cu +/-150mA peste acel curent de sarcina, adica varful va fi pe la 1,65A si minimul pe la 1,35A, hai sa vedem simularea:
image.png

Uitati-va la indicatiile celor 2 markeri pozitionati pe canalul B ( care canal B citeste shuntul ). Imaginea demonstreaza tot ce am scris mai sus, nu are rost sa insist. Ar mai fi de subliniat o chestie, condensatorul are rol de rezervor de energie, el se incarca din inductanta la Toff, si la Ton asigura el insusi energia catre sarcina, de aici si notiunea de "rezervor" de energie, pentru ca la Ton el singur alimenteaza sarcina, fara el sarcina ar primi o serie de impulsuri trunghiulare precum cele aratate deja mai sus, inutil sa spun cat de zgomotoasa ar fi acea iesire.

Ok si care e legatura cu clasa D de amplificator?
Pai voi raspunde tot cu o intrebare, in lumina celor spuse deja mai sus, ce se intampla daca la prima schema se modifica umplerea? pai simplu, se modifica si tensiunea de la iesire, daca spre exemplu in loc de 50% marim umplerea la 80% atunci iesire va fi 30*0,8=24V, daca reducem umplerea la 10% atunci iesirea va fi 30*0,1=3V. Deci o variatie a umplerii a dus la o variatie a tensiunii de la iesire, iata simularea ce confirma, intai Ton 16uS care la perioada de 20uS inseamna umplere de 80%:
image.png

Acum Ton 2uS care la aceeasi perioada de 20uS presupune umplere de 10%:
image.png

Ce se intampla daca variem umplerea sub o forma sinusoidala?
Avem sa zicem un potentiometru al carui cursor controleaza cumva direct umplerea, miscam de el spre minus si spre plus si realizam astfel o variatie de umplere care se va reflecta intr-o variatie de tensiune la iesire identica ca si forma cu variatia produsa de acel potentiometru. Adica la iesire avem o tensiune controlata direct de acel potentiometru si de felul cum afecteaza el umplerea. Asadar un amplificator clasa D este nimic mai mult decat un regulator buck care reproduce la iesire o tensiune in functie de umplere, mai exact in functie de felul cum este ea controlata si variata de semnalul audio aplicat.

Cum se obtine variatia umplerii?
Pentru a raspunde la aceasta intrebare trebuie sa analizam putin notiunea de modulatie a latimii impulsurilor, adica mai pe intelesul tuturor Pulse Width Modulation, initialele formeaza insasi expresia PWM. Asta la modul cel mai simplist de a privi lucrurile se face de catre un comparator numit PWM Comparator. Este un comparator de tensiune, la una din intrari ii este aplicat o forma de unda triunghiulara ( de fapt una rampa, sau pe engleza sawtooth ) la o frecventa aleasa, de obicei aceasta vine de la un oscilator a carui frecventa este stabilita de combinatii RC sau uneori doar C, depinde de configuratie. Ei bine frecventa acestei forme de unda aplicata la intrarea comparatorului PWM ( de obicei IN- ) decide frecventa PWM cu care comutatoarele de putere sunt comandate. La cealalta intrare a comparatorului PWM se aplica o tensiune fixa, de obicei la integratele de control PWM aceasta este iesirea unui amplificator de eroare, si este una logica, adica este HI sau LO, pentru a simplifica insa putin lucrurile si a face legatura dintre Buck si Amplificator clasa D vom interpreta tensiunea aceasta de la intrarea neinversoare a comparatorului PWM ca fiind un semnal analogic. Iata o schema ilustrativa:
image.png

La intrarea de sus avem un generator de tensiune sub forma triunghiulara cu o perioada de 10uS ceea ce presupune frecventa de 100khz, si o amplitudine de 5V. La intrarea de jos avem o sursa de tensiune continua de 5Vcc care ofera semnalul analogic la IN+ prin intermediul unui potentiometru ( veti vedea indata scopul sau ). Ideea este simpla, se compara cele 2 intrari si iesirea este comandata in consecinta, atunci cand IN+ este mai pozitiv decat IN-, iesirea este pe HI, atunci cand IN- este mai pozitiv decat IN+ iesirea este pe LO, creeandu-se astfel o unda dreptunghiulara la iesire, cu frecventa semnalului triunghiular aplicat la IN-. Acuma haidem sa analizam putin pe osciloscop insasi intrarile pentru a intelege cum se controleaza latimea impulsurilor:
image.png

Canalul A este trasa cu albastru si monitorizeaza IN-, respectiv unda triunghiulara; iar canalul B este trasa rosie si monitorizeaza IN+, respectiv semnalul analogic care este in cazul de fata provenita de la acea sursa de 5Vcc. Sa dam un pic zoom cu 2 imagini:
image.png
image.png

In prima imagine pe timpul dintre T1 si T2 ( makerii aia verticali ) canalul B este mai pozitiv decat canalul A, adica IN+ este mai pozitiva decat IN-, asta dupa cum stim face ca iesirea comparatorului sa fie pe HI. Acest timp este indicat in imagine ca fiind 984nS, mai exact este vorba de 1uS dar nu am reusit eu sa pozitionez marker-ul fix unde vroiam, deci 1uS dintr-o perioada a rampei de 10uS, adica 10% din timp IN+ este mai pozitiva, si deci 10% din timp iesirea comparatorului este pe HI, cu alte cuvinte Ton este 10% din perioada T => umplere 10%.

In cea de-a 2-a imagine observam ca pe timpul dintre T1 si T2 ( repozitionate ) canalul/IN- A este mai pozitiv decat canalul B/IN+, asta face ca iesirea comparatorului sa stea pe LO in acest timp, adica asta este Toff, si este asa cum lesne se subantelege restul de 90% din T, adica 9uS. Iata si forma de unda corespondenta la iesire:
image.png

Daca semnalul analogic in loc de 0,5V va avea 4,5V atunci situatia se inverseaza:
image.png

10% din timp IN- este mai pozitiva si restul de 90% IN+, deci Ton este 90% si 10% Toff, => umplere 90%, iata forma de unda:
image.png

Pana aici totul este sper eu clar, deci hai sa revenim la configuratia buck, punand inductanta, condensatorul si o sarcina:
image.png

Canalul A monitorizeaza semnalul PWM cu care inductanta este alimentata, iar canalul B monitorizeaza iesirea, am setat eu amplitudinea iesirii comparatorului la 20V si cu 10% umplere, iesirea este la 2V asa cum se poate observa, asadar pana aici totul in regula. Acum se va observa scopul principal al potentiometrului, valorificam prezenta sa si in timpul simularii am variat pozitia cursorului sau si iata ce a reiesit pe osciloscop:
image.png

Reamintesc faptul ca trasa albastra monitorizeaza forma semnalului PWM iar trasa rosie indica forma iesirii. Si uite cum s-a obtinut un semnal analogic pe sarcina recuperat dintr-o asazisa purtatoare PWM. Acuma e simplu sa aplicam un generator de functii sinus in locul sursei de 5Vcc si iata ce obtinem ( 2 imagini pe cate o baza de timp diferita ):
image.png
image.png

Se obtine astfel pe iesire ( si implicit pe sarcina ) o reflexie a semnalului analogic aplicat la intrare, se face asta modulandu-se in latimea impulsului o unda asazis purtatoare si recuperandu-se de catre LC semnalul de interes din acea purtatoare, ceea ce am incercat eu sa lamuresc cu acest articol este si cum se face acest lucru ( si este modul de functionare al stabilizarii efectuate de inductanta valabil si la orice sursa in comutatie stabilizata cu conversie directa ). Simplist spus ansamblul LC de la iesirea unui amplificator in clasa D se poate denumi si filtru, pana la urma el inlatura purtatoarea de inalta frecventa, deci o "filtreaza" dar este important sa intelegem corect cum anume se face asta si sa facem distinctia clara intre un banal filtru LC aplicat pe o tensiune continua cu eventual zgomot pe care dorim sa-l inlaturam, si acest ansamblu LC de pe iesirea unui amplificator in clasa D, si evident inductanta de stabilizare pentru sursele in comutatie stabilizate.

Este poate cel mai simplist mod de a privi aceasta configuratie dar cred suficient de elocvent astfel incat sa fie inteles de catre toti principiul elementar care sta la baza fenomenelor ce se produc la un amplificator audio clasa D. Inductanta suporta o componenta de curent alternativ la frecventa mare a PWM-ului dar aceasta este in mod normal mult mai mica decat componenta continua ( sau in cazul de fata cea de frecventa audio ) de aceea efectul pelicular nu este atat de pronuntat incat sa necesite bobinare cu litz, de multe ori o singura sarma poate face fata acestei variatii de curent tocmai pentru ca este de intensitate redusa, astfel incat rezistenta conductorului in curent alternativ sa fie suficient de redusa. De cat de mica este variatia de curent la frecventa PWM depinde tocmai valoarea inductantei, o inductanta mai mare inseamna si o variatie mai mica si deci o rezistenta CA mai mica, dar o inductanta mai mare inseamna si o inductie in miez mai mare ceea ce pe langa riscul saturatiei poate duce si la pierderi mai mari in miez, mai ales ca nici componenta predominanta nu este tocmai continua.

Edited by marian

Share this post


Link to post
Share on other sites

Completare la partea cu Rds on:
ASta e in fond un tutorial pt nivel incepator-mediu, in care te poti izbi de aceste aspecte si e bine sa fie stiute.

 

Nu toata lumea intelege complet scenariul si mai bine sa explicam babeste.

 

 

 

 

Cand vrei sa faci un amplif pe 2ohmi si ai niste laterale P cu 0.7 RdsOn, incepe sa conteze, chiar mult.

 

Multa lume lauda lateralele, le privesc ca si tata mosfeturilor, dar au multe neajunsuri pe care le ignora.

 

 

Umosfet = I max * Rdson*coef(temperatura). Rds on se dubleaza in general cand ampliful se incalzeste.

 

 

Umosfet fiind caderea de tensiune minima pe mosfet. Adica orice ii faci, oricum il comanzi vei pierde volti dupa formula respectiva, cand ajungi la conductie maxima (merci Udar pt corectura, detalii mai jos).
 

 

 

Pana la urma e ca si cand ai avea o rezistenta de 1ohm, aditionala. Greu sa o ignori.

 

Sau alt fel de a privi problema:

 

 

Sarcina are 2ohmi, mosfetul are minim 1, in cazul de saturatie. Asadar 1/3 din tensiune se pierde pe mosfet. Cam nasol.

 

 

 

Pierzi volti buni la puteri mari doar ca mosfetul nu e capabil sa se deschida. Chiar daca mosfetul e dat la 16A si 250W si ai dat 40lei pe el, fiind mega laudat, rezultatele sunt dezamagitoare.

 

Nu e o valoare de neglijat in anumite cazuri de impedante mici la iesire.

 

 

 

Solutia e evidenta, un etaj cvasi complementar, pt a folosi doar mosfeturi N cu Rdson mai mic, cresterea impendatei de iesire sau mai multe bucati in paralel, daca bugetul permite.

 

Evident pt un amplif "de casa" care rareori sare de 1w aceasta problema este irelevanta. Neajunsul se manifesta doar la puteri mari.

 

 

 

 

Dar ca sa nu mai lungim vorba, formula dedusa mai jos e pierderea maxima de tensiune:

 

U real/U ideal = Rdson / R sarcina.

 

 

U ideal - tensiunea obtinuta la iesire in ideea in care mosfetul se deschide complet la 0 ohmi.

 

U real - tensiunea reala.

 

R sarcina - impedanta sarcinii de la iesire.

 

 

 

 

Formula aplicata in cazul descris de mine, Rdson 0.7ohmi (la rece) si 2 ohmi la iesire ar da o pierdere de 30% din tensiune, respectiv 50% din putere!

 

Un amplif cu etaj cvasi complementar de 150w-200W in 2 ohmi ar fi un esec dpdv energetic, chiar daca mosfetul, in cazul ideal ar putea face fata acestei puteri.

 

Din pacate nu la impedante joase. La 8ohmi ar fi mai ok in schimb pierderea de tenssiune / putere fiind de 10-20%. Acceptabila, dar departe de a fi excelenta.

Mosfeturile verticale, in special N, au Rds_on mult mai mic, deci sunt mai ok.

 

Comentariu Udar cu privire la conductie vs saturatie:

""

Postat Decembrie 15, 2017 (editat)

1. Colegul @Sharky face mai sus o confuzie de termeni . MOSFET-ul se zice că este în saturație atunci când Vgs > Vth și Vds > ( Vgs-Vth) - pentru canal N , cu alte cuvinte acesta este regimul normal de funcționare al MOSFET-ului ca amplificator.

MOSFET-ul este în conducție maximă ( și doar atunci vorbim de RdsON ) la extremitatea regiunii liniare care se mai numește și regimul sau regiunea triodă . În regiunea liniară Vgs > Vth dar Vds < Vgs-Vth . În această regiune MOSFET-ul se comportă ca un rezistor comandat de Vgs de unde și denumirea de regim liniar sau regiune liniară. La extremitatea acestei regiuni când Vgs >> Vth și Vds << Vgs avem maximul de conducție al MOSFET-ului . Acest regim este folosit în comutație unde MOSFETUL trece din blocat ( Vgs<Vth) și conducțe maximă dar NU saturație.

 

NOTĂ. Spre deosebire de bipolar unde saturația este definită ca independența Ic de Ib, limitarea fiind dată de circuitul extern la MOSFET saturația se definește ca independența Id de Uds limitarea fiind intrinsecă, MOSFET-ul devind un generator de curent comandat în tensiune așa cum bipolarul în regiunea activă normală este un generator de curent comandat în curent.

 

2. În funcționarea normală a unui amplificator MOSFET-ul nu trebuie să ajungă ( și de cele mai multe ori nici nu poate să ajungă * ) în regiunea de conducție maximă deci, așa cum a zis și @Marian mai sus , RdsON este un parametru nerelevant pentru un amplificator ( Cam tot atât de nerelevant ca și Ucesat al unui bipolar )

 

* În schemele uzuale de etaje finale cu MOSFET conectat ca repetor pe sursă, căci despre acestea vorbim în particular , MOSFET-ul poate să ajungă la conducție maximă doar dacă etajele precedente sunt alimentate la o tensiune mai mare decât finalul .

""

 

Eu as adauga doar ca Vcesat e irelevant la bipolari pt ca in general e f mic.

Dar sa presupunem ca ar deveni Vce_sat =10V. Parca nu ne-ar conveni sa pierdem 10V doar de florile marului si am alege un bipolar mai decent.

 

 

Edited by Sharky

Share this post


Link to post
Share on other sites

1. Colegul @Sharky face mai sus o confuzie de termeni . MOSFET-ul se zice că este în saturație atunci când Vgs > Vth și Vds > ( Vgs-Vth) - pentru canal N , cu alte cuvinte acesta este regimul normal de funcționare al MOSFET-ului ca amplificator.

MOSFET-ul este în conducție maximă ( și doar atunci vorbim de RdsON ) la extremitatea regiunii liniare care se mai numește și regimul sau regiunea triodă . În regiunea liniară Vgs > Vth dar Vds < Vgs-Vth . În această regiune MOSFET-ul se comportă ca un rezistor comandat de Vgs de unde și denumirea de regim liniar sau regiune liniară. La extremitatea acestei regiuni când Vgs >> Vth și Vds << Vgs avem maximul de conducție al MOSFET-ului . Acest regim este folosit în comutație unde MOSFETUL trece din blocat ( Vgs<Vth) și conducțe maximă dar NU saturație.

 

NOTĂ. Spre deosebire de bipolar unde saturația este definită ca independența Ic de Ib, limitarea fiind dată de circuitul extern la MOSFET saturația se definește ca independența Id de Uds limitarea fiind intrinsecă, MOSFET-ul devind un generator de curent comandat în tensiune așa cum bipolarul în regiunea activă normală este un generator de curent comandat în curent.

 

2. În funcționarea normală a unui amplificator MOSFET-ul nu trebuie să ajungă ( și de cele mai multe ori nici nu poate să ajungă * ) în regiunea de conducție maximă deci, așa cum a zis și @Marian mai sus , RdsON este un parametru nerelevant pentru un amplificator ( Cam tot atât de nerelevant ca și Ucesat al unui bipolar )

 

* În schemele uzuale de etaje finale cu MOSFET conectat ca repetor pe sursă, căci despre acestea vorbim în particular , MOSFET-ul poate să ajungă la conducție maximă doar dacă etajele precedente sunt alimentate la o tensiune mai mare decât finalul .

Edited by UDAR

Share this post


Link to post
Share on other sites

Sharky duci lucrurile in extrem si le complici.
Pe langa faptul ca eu am vorbit despre un mosfet anume ( poate cel mai popular pentru AB audio ), oricum atunci cand alegi finalii pentru un amplificator, Rds-On nu-i un criteriu, sau oricum este unul nesemnificativ pentru ca:

U ideal - tensiunea obtinuta la iesire in ideea in care mosfetul se deschide complet la 0 ohmi.

Nu exista cazul asta, sau oricum nu ti-l doresti pentru ca ala e clipping agresiv.
Nu vrei niciodata ca mosfetul sa se deschida complet ( sarma ) in AB, pentru ca nu mai ai sinusoida, nu reusesc sa-mi explic cum de nu se intelege ceva atat de banal.
Ca vrei sa scoti tot untul din alimentare, de acord, dar asta se poate face numai cu comanda ridicata fata de finali, si oricum tot nu-ti doresti sa ajungi niciodata la deschidere completa, NU IN AB!

LE: SI daca tot ai pomenit de cazuri extreme si Rds-On de 1 Ohm, ia un amplificator cu finali mosfet, conecteaza o rezistenta de putere de 1 Ohm drena sursa la final, pune boxa la iesire si alimenteaza, spune-mi apoi cat fum a iesit din boxa fara dc-detect...

UDAR Multumesc pentru contributie.

Share this post


Link to post
Share on other sites
Sa tinem cont ca tutorialul acesta e pt nivel incepator-mediu.

Cine citeste un asemenea tutorial o face ca sa invete.

De ar stii toate astea nu ar citi ce e aici.

Tie ti se pare simpla, unuia care vrea sa invete ii poate parea complicata.


Mai bine sa scrii babeste, apoi de e curios sapa el de ce e asa se uita la simularile tale si intelege si devine un om mai destept.

Plus ce scriu eu nu contrazice cu nimic scrisele tale, doar le completeaza, e un caz particular.


Concret:

Exista doua criterii, de performanta si eliminatorii.

O piesa performanta poate fi exclusa dintr-o proiect dintr-un criteriu eliminatoriu peste care efectiv nu ai cum trece.

E.g. pret prohibitiv, greu de procurat, etc.

Avand in vedere ca mosfetii laterali, adica cei laudati in audio (statistica o spune, nu eu ii laud) au mosfetul P cu Rds on destul de mare 0.7-1ohm alegerea lor trebuie facuta cu atentie.


Plus exemplul plauzibil:

Un pasionat mai putin zgarcit cumpara tata mosfetilor laterali (ca astia is audiofili domne toata lumea ii lauda, is scumpi, trebuie sa fie mai buni!, etc.)

Nu are nevoie de putere, el socoteste ca 80W/4R ii ajung, ia niste laterali de 8A cu Rdson 1ohm, pe care nu il vede. (Cei de la Alfet, de exemplu)

Dupa ce rezolva toate problemele de oscilatie, il pune pe osciloscop pt niste teste in forta, vede ca pe alternanta negativa ampliful intra in limitare, in timp ce pe pozitiva duce si 10V in plus.

Nici vorba de 80W, abia 50W dintr-o alimentare cu care bipolarii sareau bine de 100W.

Deja cifrele parca nu dau bine pt constructorul amator.


De aia sunt complet de acord cu tine ca e irelevant in mare masura, dar ar fi ideal sa aruncam un mic ochi asupra lui cand cumparam piese exotice.

Rdson < 10% * impedanta sarcinii * numarul de finali ar fi un ghid destul de bun.



Udar.

Sincer nu stiu de termeni de saturatie/conductie, dar spusele mele au fost pe deplin intelese. Merci de completare.

Voi folosi conductie maxima de acum inainte, dar un fenomen de saturatie tot se observa. ADica degeaba ii dai Ugs, ca Uds nu mai scade orice ii faci.


O sa vad cum pot contopi toate posturile astea intr-unul singur elegant si cu cap fara a lungi lucrurile.

Share this post


Link to post
Share on other sites

Apreciez initiativa si continutul topicului. Acum postarea este citita de 667 de useri, deci are succes.

Functionarea amplificatorului in clasa D este excelent explicata, dar spectrul corespunzator semnalului

din simularea de la postarea #10 are o componenta continua de tensiune egala cu jumatatea tensiunii semnalului modulat

in durata, bineinteles cu semnal sinusoidal sau fara semnal. Situatia este identica ca la folosirea unui SE clasa A.

post-238209-0-18961400-1513338336_thumb.png Click pentru marire.

De aceea cred ca este necesar ca iesirea de semnal PWM sa fie simetrica de la un |V-| = |V+|

si in amplificatoarele finale cu sursa unica, pentru clasa D, se foloseste puntea H pentru eliminarea componentei continue.

O alta solutie este folosirea a doua surse simetrice V+ si V- egale si o reactie negativa intre intrare si iesire

ca la circuitele specializate. Aceasta micsoreaza nelinearitatile dar si componenta continua pe iesire.

In simulare problema se rezolva prin iesirea simetrica a comparatorului.

 

@gsabac

Share this post


Link to post
Share on other sites
Guest
This topic is now closed to further replies.

×
×
  • Create New...

Important Information

We have placed cookies on your device to help make this website better. You can adjust your cookie settings, otherwise we'll assume you're okay to continue.